Как ограничить максимальный ток в полумостовом преобразователе

Повышающий импульсный преобразователь напряжения. Силовой ключ — биполярный / полевой транзистор. Ограничение, защита от перегрузок, большого тока. Демпферы. Диод. Стабилизация, обратная связь. Компенсация усилителя ошибки

Как сконструировать повышающий импульсный источник питания. Как выбрать мощный транзистор, силовой диод. Как реализовать защиту от перегрузки по току. Применение токового трансформатора. Как рассчитать демпфирующие цепочки. Метод расчета цепей компенсации усилителя ошибки (10+)

Повышающий импульсный стабилизатор напряжения. Схемы. Расчет — Шаг 2

Расчет конденсаторов фильтра (C8, C9) совершенно аналогичен расчету для понижающего преобразователя.

Силовой транзистор

Расчет силового транзистора (как полевого, так и биполярного) тоже аналогичен расчету для понижающего преобразователя, за одним исключением:

Вашему вниманию подборки материалов:

Конструирование источников питания и преобразователей напряжения Разработка источников питания и преобразователей напряжения. Типовые схемы. Примеры готовых устройств. Онлайн расчет. Возможность задать вопрос авторам

Практика проектирования электронных схем Искусство разработки устройств. Элементная база. Типовые схемы. Примеры готовых устройств. Подробные описания. Онлайн расчет. Возможность задать вопрос авторам

[Максимальное напряжение коллектор — эмиттер VT2, В] = [Напряжение насыщения диода VD2, В] + [Выходное напряжение, В]

Защита по току

Защита по току в варианте с токовым трансформатором, устроена и рассчитывается точно также, как в понижающем преобразователе.

Если же мы остановились на установке резистора R7, то:

[Сопротивление резистора R7, Ом] = [Напряжение срабатывания защиты, В] / ([Максимальная средняя сила тока через дроссель L1, А] + [Максимальная амплитуда пульсации тока через дроссель L1, А]) / 1.2

Напряжение срабатывания защиты в этом случае равно напряжению на ноге 9, при котором контроллер выключает силовой ключ. Обычно это напряжение равно 1 В.

[Мощность резистора R7, Вт] = [Напряжение срабатывания защиты, В] ^ 2 / [Сопротивление резистора R7, Ом]

Демпферы

Демпфирующие элементы также считаем по формулам для понижающего преобразователя, за исключением:

[Мощность резистора R12, Вт] = [Емкость конденсатора C10, Ф] * [Выходное напряжение, В] ^ 2 * [Частота работы контроллера D1, Гц]

В формуле максимальное входное напряжение поменялось на выходное.

Силовой диод

[Обратное напряжение диода VD2, В] = [Максимальное входное напряжение, В]

[Максимальная средняя сила тока через диод VD2, А] = [Максимальная сила тока нагрузки, А]

Следующая формула дает довольно завышенную, но вполне приемлемую для большинства схем оценку.

[Мощность диода VD2, Вт] = [Максимальная средняя сила тока через диод VD2, А] * [Напряжение насыщения диода VD2, В] + ([Максимальная средняя сила тока через дроссель L1, А] — [Максимальная амплитуда пульсации тока через дроссель L1, А]) * [Частота работы контроллера D1, Гц] * [Время рассасывания диода VD2, с] * [Выходное напряжение, В] / 2

Элементы обратной связи по напряжению

Выберем силу тока считывания равной 0.2 мА. Тогда:

[Сопротивление резистора R9, Ом] = ([Выходное напряжение, В] — [Напряжение насыщения база — эмиттер VT5, В]) / 2E-4 А

[Сопротивление резистора R11, Ом] = [Опорное напряжение, В] / 2E-4 А

Опорное напряжение у нашей микросхемы D1 формируется на ножке 16 и составляет 5.1 В.

[Частота выходного полюса (макс. нагрузка), Гц] = [Максимальный ток нагрузки, А] / (2 * ПИ * ([Емкость конденсатора C8, Ф] + [Емкость конденсатора C9, Ф]) * [Выходное напряжение, В])

[Усиление при разомкнутом контуре обратной связи на частоте выходного полюса (макс. нагрузка)] ≤ 2 * ПИ * [Максимальное входное напряжение, В]^2 / ([Размах напряжения для сравнения, В] * [Частота работы контроллера D1, Гц] * [Максимальная сила тока нагрузки, А] * [Индуктивность дросселя L1, Гн])

Напряжение для сравнения подается на вывод 7 применяемой микросхемы. Его размах в такой схеме включения для этой микросхемы и большинства аналогичных около 3 В.

В дальнейших расчетах мы будем в качестве усиления при разомкнутом контуре обратной связи на частоте выходного полюса (макс. нагрузка) использовать полученную верхнюю оценку этой величины.

[Усиление при разомкнутом контуре обратной связи на частоте выходного полюса (макс. нагрузка), дб] = 20 * log10([Усиление при разомкнутом контуре обратной связи])

[Частота выходного полюса (мин. нагрузка), Гц] = [Минимальный ток нагрузки, А] / (2 * ПИ * ([Емкость конденсатора C8, Ф] + [Емкость конденсатора C9, Ф]) * [Выходное напряжение, В])

[Частота единичного усиления, Гц] = [Частота работы контроллера D1, Гц] / 5

[Усиление контура обратной связи на частоте единичного усиления, дб] = 20 * log10([Частота единичного усиления, Гц] / [Частота выходного полюса (макс. нагрузка), Гц]) — [Усиление при разомкнутом контуре обратной связи на частоте выходного полюса (макс. нагрузка), дб]

[Усиление контура обратной связи на частоте единичного усиления] = 10 ^ ([Усиление контура обратной связи на частоте единичного усиления, дб] / 20)

[Емкость конденсатора C2, Ф] = 1 / (2 * ПИ * [Частота единичного усиления, Гц] * [Сопротивление резистора R9, Ом] * [Усиление контура обратной связи на частоте единичного усиления])

[Сопротивление резистора R2, Ом] = [Сопротивление резистора R9, Ом] * [Усиление контура обратной связи на частоте единичного усиления]

[Емкость конденсатора C3, Ф] = 1 / (2 * ПИ * [Сопротивление резистора R2, Ом] * [Частота выходного полюса (мин. нагрузка), Гц])

В формулах фигурирует минимальный ток нагрузки. Это не значит, что устройство не будет работать при меньшем токе, но качество выходного напряжения (стабильность, уровень пульсаций, время установления) будет хуже.

К сожалению в статьях периодически встречаются ошибки, они исправляются, статьи дополняются, развиваются, готовятся новые. Подпишитесь, на новости, чтобы быть в курсе.

Если что-то непонятно, обязательно спросите!
Задать вопрос. Обсуждение статьи.

Полумостовой импульсный стабилизированный преобразователь напряжения, .
Полумостовой преобразователь напряжения сети. Схема, онлайн расчет. Форма для вы.

Пушпульный импульсный преобразователь напряжения, источник питания. Вы.
Как выбрать частоту работы контроллера и скважность для пуш-пульного преобразова.

Инвертирующий импульсный преобразователь напряжения. Силовой ключ — би.
Как сконструировать инвертирующий импульсный источник питания. Как выбрать мощны.

Понижающий импульсный источник питания. Онлайн расчет. Форма. Подавлен.
Как рассчитать понижающий импульсный преобразователь напряжения. Как подавить пу.

Микроконтроллеры. Управление силовыми нагрузками с выхода. ШИМ (Широтн.
Как управлять нагрузками с выхода микро-контроллеров? Встроенная ШИМ. Как обраба.

Мы повторили (собрали, наладили, настроили) резонансный фильтр высших .
Как собрать и наладить резонансный фильтр высших гармоник, чтобы на входе был ме.

Тиристорный выключатель, переключатель, коммутатор. Тиристор (тринисто.
Тиристор в переключательных схемах переменного тока. Схема твердотельного реле. .

Как ограничить максимальный ток в полумостовом преобразователе

Текущее время: Сб мар 16, 2024 01:04:14

Часовой пояс: UTC + 3 часа

Запрошенной темы не существует.

Часовой пояс: UTC + 3 часа

Powered by phpBB © 2000, 2002, 2005, 2007 phpBB Group
Русская поддержка phpBB
Extended by Karma MOD © 2007—2012 m157y
Extended by Topic Tags MOD © 2012 m157y

Работоспособность сайта проверена в браузерах:
IE8.0, Opera 9.0, Netscape Navigator 7.0, Mozilla Firefox 5.0
Адаптирован для работы при разрешениях экрана от 1280х1024 и выше.
При меньших разрешениях возможно появление горизонтальной прокрутки.
По всем вопросам обращайтесь к Коту: kot@radiokot.ru
©2005-2024

Как ограничить максимальный ток в полумостовом преобразователе

MOSFET транзисторы

Динамика включения MOSFET транзистора

Понятно, что будут рассматриваться лишь n-канальные MOSFET транзисторы, хотя все процессы одинаково справедливы и для их p-канальных сородичей. Эквивалентная схема MOSFET транзистор содержит в своем составе несколько емкостей (раздел «MOSFET-транзисторы»):

— емкость затвор-исток C_GS;

— емкость затвор-сток C_GD;

— емкость сток-исток C_DS.

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора. Для понимания физики процессов коммутации и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемпфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники (задемпфированной — потому, что параллельно включен диод, и напряжение на ключе не превысит напряжение источника питания). Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.1. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Ниже поэтапно представлен процесс включения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.2.

Процесс включения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвора до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-исток C_GS. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора.

Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и истоком транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. Это чисто линейный режим работы транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-сток C_GD , называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность стока). Напряжение на стоке транзистора практически не изменяется, т.к. протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на стоке до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока. В течение этого этапа открывания ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» . После нарастания тока через транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на стоке транзистора начинает уменьшаться. Все бы было хорошо, но сток и затвор связаны емкостной связью. Из-за этого уменьшение напряжения на стоке приводит перезаряду емкости затвор-сток C_GD за счет входного тока драйвера. Ёмкость C_GD мала, но заряжена до большого напряжения. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Джон Мильтон Миллер — ученый, описавший это дело для электронных ламп. На этой стадии разряжается емкость сток-исток C_DS и происходит процесс переключения — уменьшение напряжения на стоке. В условиях индуктивной нагрузки задемпфированной диодом снижение напряжения происходит при токе, уже достигшем номинального значения. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

4) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GS до напряжения питания драйвера.

5) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

Динамика выключения MOSFET транзистора

Процесс выключения MOSFET транзистора будет рассмотрен для условий, аналогичных вышеприведенным условиям для включения транзистора с той же эквивалентной схемой коммутации индуктивной нагрузки (рисунок DRV.3 схема). Ниже поэтапно представлен процесс выключения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.3.

Процесс выключения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GS (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на стоке и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера».

2) «Плато Миллера» . Закрывание транзистора приводит к росту напряжения на его стоке. Вследствие емкостной связи между стоком и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость затвор-сток C_GD. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Когда напряжение стока увеличивается до напряжения питания, то из-за «втекающего в драйвер» тока через емкость затвор-сток C_GD напряжение на затворе транзистора не изменяется и временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость сток-исток C_DS и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на стоке до напряжения питания, В условиях индуктивной нагрузки ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (индуктивность нагрузки) не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

3) Закрывание транзистора, линейный режим. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться — сходит с «плато Миллера». К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения (однако некоторый рост напряжения все же происходит – за счет увеличения напряжения не величину падения напряжения на диоде). Транзистор переходит в линейный режим и ток через него в течение этого интервала уменьшается до нуля. Ток через транзистор прекращается в момент, когда напряжение на затворе достигает порогового напряжения (напряжение открывания). На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора

4) Разрядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе уменьшиться до уровня минимального выходного напряжения драйвера.

5) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Основные выводы по процессу коммутации MOSFET

Анализ временных диаграмм включения/выключения MOSFET-транзистора позволяет сделать следующие практические выводы:

— включение и выключение транзистора происходит в несколько стадий, включающих задержку отклика на управляющее напряжение, собственно сам процесс коммутации и завершение переключения (дозаряд емкостей);

— скорость переключения транзистора пропорциональна входному и выходному току затвора определяемого цепью управления (драйвер, затворный резистор и т.д.); Ток затвора идет на перезарядку собственно емкости затвор-исток, а также паразитной ёмкости затвор-сток из-за которой и возникает «плато Миллера».

— собственно переключение транзистора и основные потери энергии на переключение происходят на этапе соответствующем «плато Миллера». Уменьшая длительность этой стадии можно уменьшить потери на переключение (в идеале…). Отсюда следует, что важно, чтобы драйвер выдавал достаточный входной и выходной ток при прохождении «плато Миллера». В остальных областях – предзаряд до порогового напряжения и постзаряд до выходного напряжения драйвера его выходной ток не оказывает существенного влияния на коммутационные потери.

— при условии ограничения максимального тока затвора внешним резистором ток затвора при включении (т.е. при заряде емкости затвора) больше чем ток затвора при выключении транзистора. То есть в обычных условиях процесс включения транзистора происходит быстрее процесса выключения транзистора. Это обусловлено тем, что заряд емкости затвора и емкости Миллера происходит через суммарную емкость затвора от напряжения примерно 10-15 В (обычный уровень напряжения питания драйвера). А разряд этих емкостей – при напряжении равном напряжению Миллера, т.е. примерно 5 В.

— частота коммутации ограничена сверху временными задержками на переключение транзистора. Для увеличения частоты коммутации необходимо снизить времена переключения ключевого элемента.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации MOSFET. Хорошее описание процесса особенностей коммутации MOSFET дано в [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. в сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

IGBT транзисторы

Динамика включения IGBT транзистора

Динамика включения IGBT транзистора в целом схожа с динамикой включения MOSFETтранзистора, но имеет ряд специфических особенностей обусловленных его внутренней структурой. Из условной внутренней структуры (рисунок DRV.4) видно, что IGBT транзистор в своем составе содержит MOSFET транзистор и биполярный p-n-p транзистор.

Кроме внутренней структурной схемы для понимания динамических процессов коммутации IGBT также используют эквивалентную схему IGBT транзистора, содержащую в своем составе несколько емкостей (рисунок DRV.5):

— емкость затвор-эмиттер C_GE;

— емкость затвор-коллектор C_GC;

— емкость коллектор-эмиттер C_CE.

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора.

Для понимания физики процессов коммутации IGBT-транзистора и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники. Этот же режим был рассмотрен и для вышеописанных процессов коммутации MOSFET-транзистора. Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.6. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Кроме этого при управлении IGBT-транзисторами часто используются драйверы, обеспечивающие отрицательный уровень напряжения на затворе, что повышает скорость выключения и обеспечивает защиту от включения в случае резкого увеличения напряжения на затворе. Именно этот случай биполярного драйвера рассмотрен ниже. Ниже поэтапно представлен процесс включения IGBT-транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.7.

Процесс включения IGBT транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера отрицательный относительно эмиттера уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвор-эмиттер до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-эмиттер C_GE. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора. Током драйвера происходит заряд емкости C_GE и смена полярности напряжения на затворе. Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и эмиттером транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. При этом первым — включается «MOSFET» транзистор в составе IGBT. Через биполярный транзистор протекает существенно меньшая доля тока. Это чисто линейный режим работы IGBT транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-коллектор C_GC, называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность вывода коллектора). Напряжение на коллекторе транзистора практически не изменяется, так как протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на коллекторе до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока (индуктивности). В течение этого этапа открывания транзисторы ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» — снижение напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT . После нарастания тока через IGBT транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на коллекторе транзистора начинает уменьшаться. Вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC за счет входного тока драйвера. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Плато Миллера для IGBT транзистора состоит из двух стадий. На первой стадии происходит быстрое снижение напряжения коллекторе обусловленное снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT. На этой стадии имеют место большие коммутационные потери на кристалле транзистора. Вторая стадия плато Миллера — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT. Далее.

4) «Плато Миллера» — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT . После стадии быстрого спада напряжения на коллекторе, обусловленного снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе начинается стадия более медленного спада обусловленного процессом завершения включения биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Аналогично вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC и в течение этого напряжение на затворе не изменяется – и плато Миллера продолжается до полного включения биполярного p-n-p транзистора после которого напряжение на IGBT устанавливается на уровне падения напряжения на открытом переходе транзистора. Это вторая стадия плато Миллера для IGBT транзистора. На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора.

5) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-эмиттер C_GEи напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GE до напряжения питания драйвера. Практически весь ток полностью протекает через биполярный p-n-p транзистор в составе IGBT транзистора.

6) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на переходе открытого транзистора. Все спокойно.

Динамика выключения IGBT транзистора

Процесс выключения IGBT транзистора будет рассмотрен для условий аналогичных вышеприведенным условиям для эквивалентной схемы коммутации индуктивной нагрузки. Поэтапно ниже представлен процесс выключения IGBT транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.8.

Процесс выключения IGBT транзистора .

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GE (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на коллекторе и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера». Важно понимать, что для IGBTтранзистора имеется значительная разница между напряжениями на «плато Миллера» для включения и выключения. Это обусловлено задержкой подключения обратной связи, так как биполярная часть IGBT транзистора достаточно «тормозная» и рост напряжения на коллекторе начинается уже после того как напряжение успело спасть до напряжения несколько ниже порога включения.

2) «Плато Миллера» . Закрывание IGBT транзистора приводит к росту напряжения на его коллекторе. Вследствие емкостной связи между коллектором и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость коллектор-сток C_GC. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Вследствие этого тока обратной связи напряжение на затворе транзистора не изменяется во время пока напряжение на транзисторе увеличивается. То есть ток драйвера и «ток Миллера» друг друга полностью компенсируют, при этом временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость коллектор-эмиттер C_CE и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на коллекторе до напряжения питания. Ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (цепь нагрузки), не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора. При этом важно понимать, что на этой стадии ток перераспределяется между обоими транзисторами, входящими в состав IGBT — «MOSFET» транзистором и p-n-p BT-транзистором.

3) Закрывание транзистора, выключение «MOSFET» транзистора в составе IGBT. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться (сход с «плато Миллера»). К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения. Далее следует быстрое уменьшение тока через транзистор до определенной величины – происходит выключение — «MOSFET» транзистора в составе IGBT. Напряжение на затворе продолжает спадать.

4) Перезарядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-эмиттер C_GE и напряжение на затворе снизится уровня минимального выходного напряжения драйвера (отрицательного относительно «земли», как правило).

4-5) Закрывание транзистора, выключение биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT.

После стадии быстрого спада тока транзистора, обусловленного выключением «MOSFET» транзистора в составе IGBT начинается стадия более медленного спада тока, обусловленного выключением биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Это так называемый «токовый хвост». Длина «хвоста» определяется типом транзистора и величиной ранее протекавшего тока. На этой стадии также происходят существенные коммутационные потери.

6) Выключенное состояние. На выходе драйвера минимальный уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Основные выводы по процессу коммутации IGBT

Из временных диаграмм видно, что в целом процесс включения/выключения IGBTтранзистора схож с процессом коммутации MOSFET транзистора. Таким образом, выводы сделанные выше для MOSFET применимы и для IGBT. Однако имеются некоторые основные отличия в процессе коммутации IGBT. Выделим их:

— наличие ступенчатого спада напряжения на коллекторе в процессе включения, что обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала включается MOSFET-часть, затем биполярная часть;

— наличие ступенчатого спада тока на коллекторе в процессе выключения, что также обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала выключается MOSFET-часть, затем биполярный транзистор. К тому же процесс выключения биполярного p-n-p транзистора затягивается и имеет место так называемый «токовый хвост». Опасность «хвоста» проявляется в значительных сквозных токах при включении IGBT в схему полумоста.

— уровни «плато Миллера» для включения и выключения транзистора различны. При включении IGBT уровень «плато Миллера» больше чем уровень «плато Миллера» при выключении. Это обусловленной временной задержкой включения отрицательной обратной связи между коллектором и затвором.

— IGBT транзистор более медленный по сравнению с MOSFET.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации IGBT транзистора. Хорошее описание процесса особенностей коммутации IGBT дано в [Markus Hermwille. IGBT Driver Calculation. Application Note AN-7004, SEMIKRON International. Русскоязычный перевод в журнале «Электронные компоненты №6, №8. 2008 — Управление изолированным затвором. Часть 1, Часть 2. Маркус Хермвиль, Андрей Колпаков.]. Проблемы потерь при переключении описаны в [DRIVE CIRCUITS FOR POWER MOSFETs AND IGBTs. by B. Maurice, L. Wuidart. APPLICATION NOTE. STMicroelectronics]. Принципы управления MOSFET и IGBT представлены в статье [Управление изолированными затворами MOSFET/IGBT, базовые принципы и основные схемы. Винтрич Арендт, Николаи Ульрих, Райманн Тобиас, Турски Вернер. Силовая электроника, №5, 2013]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

Расчет параметров цепи управления MOSFET-транзисторов

Для определения требований к цепи управления MOSFET необходим расчет основных электрических параметров в цепи затвора транзистора. В целом нижеприведенные соотношения справедливы и для расчета управления IGBT-транзисторов.

Заряд затвора

Основным параметром, используемым при расчете цепей управления MOSFET является заряд затвора Q_G. Он приводится в справочных листах (datasheet) на транзисторы. Кроме численного значения, которое можно найти в datasheet, важно понимать, что Q_G зависит от напряжения на транзисторе V_DS. Зависимости напряжения на затворе V_GS от «вкачанного» в него заряда Q_G также приводятся в datasheet. В качестве примера на рисунке DRV.9 представлена зависимость для популярного транзистора IRF740. Видно, что зависимость содержит отражение «плато Миллера».

В соответствии графиком можно определить весьма точно величину суммарного заряда затвора при заданном напряжении драйвера и напряжении V_GS на транзисторе.

Мощность управления

Выражение для мощности управления затвором P_{G_avg} имеет вид:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Эта мощность рассеивается на резистивных элементах цепи управления – затворном резисторе, внутреннем сопротивлении драйвера, паразитном сопротивлении затвора.

Средний ток управления MOSFET

Средний ток I_{G_avg}, потребляемый схемой управления на перезаряд емкости затвора равен:

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Это было среднее значение. Теперь раскладываем импульс тока управления по полочкам, находим токи на каждом из интервалов и длительности интервалов.

Напряжение «плато Миллера»

Напряжение «плато Миллера» V_Miller определяется выражением:

V_TH – пороговое напряжение (открывания транзистора);

I_{D_max} – максимальный ток стока;

g_fs – крутизна зависимости тока стока от напряжения затвора на малом сигнале:

Как правило, вторая компонента суммы, обусловленная крутизной g_fs значительно меньше V_TH по величине и на практике её можно не учитывать.

Токи и времена коммутации на стадии включения

— амплитуда импульса тока затвора I_{G_max} (в начальный момент времени) равна:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора в линейном режиме I_{G_lin} — в период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

Смысл полсуммы заключается в усреднении V_TH и V_Miller для получения среднего значения напряжения на интервале.

— ток затвора на «плато Миллера» I_{G_Miller} равен:

— длительность времени нарастания напряжения до порога открывания V_TH (в первом приближении):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

— длительность «плато Миллера» :

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance).

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе.

Смысл этого выражения заключается в том, что ток на «плато Миллера» фактически перезаряжает «ёмкость Миллера» C_rss заряженную до напряжения сток-исток выключенного транзистора.

Особенно важным интервалом является интервал соответствующий «плато Миллера» поскольку именно на этом интервале происходят основные коммутационные потери.

Для упрощения расчетов по вышеприведенным соотношениям можно допустить, что:

При этом длительность линейного режима обращается в ноль и исключается из расчета. Таким образом, время спада напряжения на транзисторе в момент включения t_f определяетсядлительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Токи и времена коммутации на стадии выключения

— амплитуда импульса тока затвора в начальный момент времени выключения транзистора равна:

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора на «плато Миллера» на стадии выключения транзистора равен:

— ток затвора в линейном режиме — период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

— длительность времени спада напряжения до напряжения V_Miller «плато Миллера» (в первом приближении):

— длительность «плато Миллера»:

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

Таким образом, время нарастания напряжения на транзисторе при переходе в закрытое состояние t_r определяется длительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Основные коммутационные потери транзистора происходят именно на интервале, соответствующему «плато Миллера».

Шунтирующий конденсатор драйвера. Расчет

Выше показано, что управление MOSFET транзистором в ключевом режиме осуществляешься импульсами тока, перезаряжающего паразитные емкости. Амплитуда этих импульсов может составлять единицы ампер при временах нарастания – менее 100 нс. Из этого следует, что для формирования данных импульсов драйвер должен иметь источник энергии с малым внутренним сопротивлением, причем расположенный в непосредственной близости от драйвера.

Таким источником энергии является шунтирующий конденсатор драйвера, за счет энергии которого осуществляется питание драйвера в моменты коммутации. Для этой ответственной роли подходят только керамические конденсаторы. Вопрос в том какова должна быть минимальная емкость шунтирующего конденсатора? При закачивании в затвор суммарного заряда затвора Q_G напряжение на шунтирующем конденсаторе изменится на величину ΔV_Cdrv :

Q_G – суммарный заряд затвора;

C_DRV – емкость шунтирующего конденсатора.

Отсюда следует выражение для емкости шунтирующего конденсатора C_DRV:

Q_G – суммарный заряд затвора;

ΔV_Cdrv – допустимые пульсации на шунтирующем конденсаторе.

Таким образом, для расчета величины емкости необходимо задаться величиной допустимых пульсаций на шунтирующем конденсаторе. Они могут быть выбраны в пределах 2-5 %.

Расчет (определение) внутреннего сопротивления драйвера

Внутреннее выходное сопротивление драйвера на стадии включения R_{driver_ON}, если не указано в datasheet, может быть вычислено по соотношению:

V_driver – номинальное напряжение драйвера;

I_{driver_max_ON} – максимальный выходной ток драйвера на стадии включения.

Аналогично рассчитывается внутреннее входное сопротивление драйвера на стадии выключения R_{driver_OFF} :

V_driver – номинальное сопротивление драйвера;

I_{driver_max_OFF} – максимальный входной ток драйвера на стадии выключения.

Выбор оптимального сопротивления затворного резистора

Критерий демпфирования осцилляций

Цепь, или вернее токовая петля, по которой протекает ток управления транзистором (ток затвора) имеет собственную индуктивность. Эта индуктивность во-первых замедляет рост тока в цепи затвора, во-вторых – приводит к появлению высокочастотных осцилляций в цепи затвора обусловленных LC-контуром, образованном емкостью затвора и паразитной индуктивностью цепи. Прямым путем решения проблем является оптимизация разводки печатной платы с целью уменьшения паразитных индуктивностей там, где они не нужны. Но в любом случае уменьшить индуктивность до нуля не получится.

Для демпфирования осцилляций используется внешний резистор затвора. Его величинаR_{G_ext}выбирается исходя из соотношения [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. В сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]:

L_S – паразитная индуктивность контура;

С_iss – входная емкость транзистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_driver – внутреннее сопротивление (среднее) драйвера:

Физический смысл этого соотношения для нахождения оптимального сопротивления контура заключается в том, чтобы сделать активное сопротивление затворного резистора равным удвоенному волновому сопротивлению LC контура. При этом колебания эффективно демпфируются.

Критерий ограничения тока драйвером

Для каждого типа драйвера существует максимальное значение входного и выходного тока. Это накладывает ограничения на минимальную величину сопротивления в цепи затвора ниже которой оно не оказывает существенного значения на динамические характеристики, т.к. ток ограничивается уже самим драйвером.

В общем случае (пренебрегаем паразитным сопротивлением затвора и ограничением тока драйвером) максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} равно:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

R_{G_ext} – сопротивление затворного резистора.

Приравнивая максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} к максимальному значению тока драйвера I_{driver_max} :

Получаем минимальную величину сопротивления затвора R_{G_ext}:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

I_{driver_max} – максимальное значение тока драйвера (выбирается как минимальное из I_{driver_max_ON} и I_{driver max OFF}).

Выбирая затворное сопротивление больше данной величины уменьшают скорость переключения транзистора. Зачем необходимо уменьшать скорость переключения транзистора – см. далее.

Критерий устойчивости к высоким dV/dt на закрытом транзисторе

Существует предельно допустимая скорость нарастания напряжения на закрытом транзисторе, иначе он может приоткрыться (об этом ниже в подразделе «Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия»).

Предельно допустимая скорость нарастания напряжения прикладываемого к закрытому транзистору (dV/dt)_max определяется по соотношению:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

R_{G_total} – суммарное сопротивление затвора:

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF (соотношение для расчета представлено выше).

Если рассчитанное значение (dV/dt)_max больше реальной скорости роста напряжения в данной схеме (dV/dt)_real, то все в порядке. Если же нет, то скорость роста напряжения нужно уменьшить или уменьшить суммарное сопротивление затвора R_{G_total}.

Критерий заданного времени включения/выключения транзистора

В ряде случаев необходимо искусственно замедлить скорость коммутации транзистора. Необходимость этого может быть обусловлена снижением dV/dt в схеме, ограничению броска тока при коммутации снижением уровня наводок и т.д. В этом случае увеличением величины затворного резистора добиваются повышения времени коммутации в соответствии с соотношением:

где dV/dt – заданная скорость нарастания напряжения.

Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия

Причины высоких dV/dt на закрытом транзисторе и последствия

В большинстве схемотехнических решений преобразователей используется последовательное соединение двух поочередно включающихся силовых ключей MOSFET или IGBT-транзисторов. К таким схемам относятся схемы полумостовых, мостовых преобразователей, синхронных выпрямителей, системы управления двигателями и др. С целью уменьшения динамических потерь необходимо увеличивать скорости переключения силовых ключей. Динамические потери при этом уменьшаются, но возникает опасность «несанкционированного» включения транзистора за счет тока, протекающего через емкость затвор-сток. Включение может быть как полным, так и может быть переход в линейный режим. Следствие этого включения – «сквозняк» — сквозной ток через оба силовых транзистора и выход преобразователя из строя.

Кроме этих типичных случаев, высокие dV/dt на транзисторе могут возникать при:

— включении питания преобразователя (когда еще драйвер «молчит»);

— резком разрыве тока в индуктивностях силовой схемы;

С особым вниманием следует отнестись к устройствам, работа которых предполагает значительный нагрев силовых ключей. Рост температуры кристалла приводит к уменьшению порогового напряжения открывания транзистора.

При проектировании преобразовательной техники необходимо определить входит ли конкретная схема в группу риска. Необходимо понимать, что емкости затвор-сток и затвор-исток образуют емкостной делитель, максимальное выходное напряжение на котором (напряжение на затворе) при любой скорости роста напряжения dV/dt не превысит величины:

V_{GS_max} – максимальное напряжение на затворе;

V_{DS_max} – максимальное напряжение на транзисторе (сток-исток), или максимально возможное напряжение на транзисторе;

C_GS – емкость затвор-исток;

C_GD – емкость затвор-сток.

Если напряжение V_{GS_max} окажется меньше порогового напряжения открывания транзистора V_TH :

то в данных условиях схема находится вне зоны риска по dV/dt.

то необходимо принимать дополнительные меры, о которых указано ниже.

Риск «паразитного включения» существенно возрастает с ростом рабочего напряжения на стоке. Вместе с тем при малых рабочих напряжениях (как правило, менее 24 В) случайного открывания транзистора по причине высоких dV/dt можно не опасаться.

Способы защиты от высоких значений dV/dt

Резистор в цепи затвор-исток

Использование резистора подключаемого параллельно затвору и истоку транзистора «помогает» лишь при сравнительно малых скоростях роста напряжения на транзисторе. Однако это весьма действенный способ устранения «паразитного включения» при подаче питания на устройство. Дело в том, что при подаче питания некоторые драйверы могут еще находится в спящем режиме и его выходные каскады могут быть в неактивном состоянии и не «притягивать» затвор к земле. В этот период времени пассивный способ с помощью резистора обеспечивает защиту затвора. Величина резистора R_GSвыбирается исходя из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

dV/dt – скорость роста напряжения на транзисторе.

Разрядный резистор физически необходимо располагать непосредственно вблизи силового ключа. Недостатком способа является значительная дополнительная нагрузка на выходной каскад драйвера в течение всего импульса открытого состояния ключа.

Схема на p-n-p транзисторе

Схема на p-n-p транзисторе (см. рисунок DRV.14), ускоряющая выключение транзистора так же эффективна для защиты транзистора от включения в результате действия больших dV/dt. При использовании схемы максимальная скорость нарастания напряжения на силовом MOSFETопределяется из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

β – коэффициент усиления по току p-n-p транзистора;

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора.

Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Мощность статических потерь для MOSFET транзисторов P_{VT_stat} определяется выражением:

I_rms – среднеквадратичное значение тока через транзистор;

R_DS – сопротивление сток-исток в открытом состоянии.

Динамические потери

Динамические потери MOSFET – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при коммутации тока нагрузки I при рабочем напряжении V:

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние).

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления паразитного диода:

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления паразитного диода транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления паразитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь P_{VT_switch}, получим выражение:

f – частота коммутации.

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (переход в открытое состояние);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние);

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Для IGBT статические потери рассчитываются по соотношению:

I_avg – среднее значение тока через транзистор;

V_CE – напряжение насыщения перехода коллектор-эмиттер транзистора.

Соотношение справедливо при условии, что ток нагрузки на протяжении периода коммутации изменяется незначительно.

Динамические потери

Динамические потери IGBT – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при переключении. Для IGBT-транзисторов, в отличие от MOSFET используется понятие энергии переключения E_ts которая учитывает потери различного рода, в том числе потери, определяемые «хвостом» остаточного тока при выключении:

E_ts – суммарная энергия переключения;

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления специально введенного оппозитного диода (при наличии такового внутри IGBT):

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления оппозитного диода IGBT-транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления оппозитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь, получим выражение:

f – частота коммутации;

E_ts – суммарная энергия переключения;

V_pow – напряжение питания;

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

Драйверы класса «TrueDrive»

Как показано при описаниях процессов коммутации важно, чтобы драйвер MOSFET/IGBTтранзистора выдавал максимальный выходной ток при прохождении через «плато Миллера». Это существенно уменьшает динамические коммутационные потери на силовом ключе. В настоящее время существуют драйверы, выходной каскад которых обеспечивает высокий выходной и входной ток в районе «плато Миллера» — так называемые драйверы класса «TrueDrive». Их отличительной особенностью является использование в выходном каскаде как полевых, так и биполярных транзисторов. Структура такого драйвера представлена на рисунке DRV.10 на примере драйверов серий UCC27*** и UCC37***.

Ряд типовых схемотехнических решений управления затвором

Ниже представлен ряд типовых схемотехнических решений управления затвором используемых при необходимости в тех или иных случаях.

Схема с затворным резистором

Стандартная схема управления с резистором в цепи затвора (рисунок DRV.11) – наиболее распространенное схемотехническое решение. Затворный резистор демпфирует возможные осцилляции в паразитном LC-контуре, и ограничивает скорость включения и выключения MOSFET-транзистора. Данная схема подходит в большинстве случаев для стандартных источников питания малой и средней мощности. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора представлены выше.

Схема с обратным диодом в цепи затвора

Схема управления с обратным разрядным диодом в цепи затвора обеспечивает ускоренное выключение MOSFET-транзистора так как разряд емкости затвора происходит в обход затворного резистора «всей мощью тока драйвера». За счет этого сокращаются динамические потери на ключе. Это особенно актуально в тех случаях, когда необходимо замедлить процесс включения ключа (для ограничения максимальной dV/dt на другом ключе, или для уменьшения броска тока или для других целей) и одновременно минимизировать время его выключения. Кроме этого обратный диод повышает стойкость схемы к «паразитной коммутации» при высоких скоростях роста напряжения dV/dt на закрытом ключе. В качестве диода могут быть использованы быстродействующие маломощные кремниевые диоды типа 1N4148 (для токов до 1 А). Применение в схеме диодов Шоттки нежелательно по причине их большой емкости перехода по сравнению с кремниевыми диодами и возникающих вследствие этого осцилляций в паразитном LC контуре [Схемы управления затворами силовых транзисторов. А.М. Бобрешов, А.В. Дыбой, С.Ватхик, М.С. Куролап. ВЕСТНИК ВГУ. Серия: Физика. Математика. 2010. №2. с. 189-197]. Существует минимальное значение сопротивления затвора R_G, при котором диод открывается:

V_VD – падение напряжения на паразитном диоде;

I_{G_max} – пиковый ток затвора.

В остальном рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы и представлены выше.

Недостатком схемы является значительная токовая нагрузка на драйвер на стадии выключения.

Схема с независимо задаваемыми скоростями включения и выключения транзистора

Фактически представляет собой комбинацию предыдущих схем. Схема позволяет независимо задавать скорости включения и выключения MOSFET-транзистора. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы.

Схема управления с разрядным p-n-p транзистором

Данная схема обеспечивает ускоренный разряд емкости затвора, обеспечивает хорошую стойкость к высоким dV/dt. Маломощный p-n-p транзистор располагается в непосредственной близости к силовому MOSFET и обеспечивает короткий путь разряда емкости затвора в процессе выключения. Выбор транзистора осуществляется исходя из обеспечения высокого быстродействия и достаточного коэффициента усиления по току. Сопротивление резистора R_Gопределяет только скорость включения транзистора. Данное схемотехническое решение применяется в преобразователях средней и большой мощности. Преимуществом схемы является уменьшение нагрузки на выходной каскад драйвера (практически в два раза), поскольку разряд емкости затвора осуществляется через внешний транзистор.

Схема с дополнительным разрядным MOSFET- транзистором

В схеме осуществляется быстрый разряд затвора силового MOSFET за счет маломощного MOSFET-транзистора. Среди недостатков данного решения следует отнести необходимость дополнительного инверсного выхода драйвера. Схема обладает высоким быстродействием.

Схема с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах

Схема управления с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах (рисунок DRV.16) применяется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора.

Схема с усилителем тока на MOSFET транзисторах

Схема управления с усилителем тока на MOSFET транзисторах (рисунок DRV.17) также используется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора. К отличительным особенностям схемы относятся инверсия сигнала управления, и несколько большее быстродействие.

Схема с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения

Схема управления с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения силового MOSFET транзистора используется в случае управления «тяжелыми» затворами при одновременном условии независимой установки скоростей включения и выключения транзистора.

Пробой затвора ключевого транзистора: причины и способы защиты

Причины пробоя затвора

Пробой затвора ключевого MOSFET- или IGBT транзистора может произойти вследствие ряда причин:

— превышение амплитуды управляющих импульсов напряжения пробоя затвора. Встречается редко, но вполне возможно, в случае если питание драйвера не стабилизировано.

— паразитная генерация в контуре «емкость затвора»-«индуктивность цепи управления» (так называемый «звон»). Причинами этого являются отсутствие или малая величина сопротивления затворных резисторов и слишком длинная цепь управления с большой паразитной индуктивностью и высокие скорости переключения.

— наводка в цепи управления за счет индуктивной (трансформаторной связи) между слишком длинной и широкой петлей управления и слишком близкорасположенным и слишком быстрым и сильноточным силовым контуром.

— слишком быстрый рост напряжения на стоке (коллекторе), вызывающий существенный ток через переходную емкость сток-затвор и рост напряжения на затворе.

— статическое электричество. Но это скорее при монтаже схемы.

— увеличение импеданса цепи управления.

Способы защиты от пробоя затвора

Существует несколько способов защиты от пробоя затвора (рисунок DRV.19):

— резистор в цепи «затвор-исток». Демпфирует колебания в цепи «драйвер-затвор» и снижает амплитуду колебаний. Менее эффективен, чем затворный резистор, но зато он практически не снижает разрядный зарядный ток. Устанавливается в непосредственной близости к транзистору. Основной целью введения резистора в управляющие схемы является предотвращение избыточного «перезаряда» входной емкости затвора при увеличении импеданса цепи управления [Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах. Андрей Колпаков. Новости электроники №15. 2008. Статья 9].

— суппресор TVS в цепи «затвор-исток». Существенно более эффективная, но дорогая защита. Суппресор также ставится в непосредственной близости от транзистора.

— диод Шоттки, установленный между затвором и цепью питания.

— комбинированная защита, включающая суппресор TVS и резистор для предотвращения избыточного «перезаряда» емкости затвора.

— маломощный MOSFET-транзистор, включающийся при превышении затворного напряжения определенного уровня, задаваемого резисторным делителем R1/R2. Эта схема предназначена больше для мощных IGBT-транзисторов.

Защита от пробоя затвора актуальна в случае, если драйвер и силовой ключ разнесены на значительное расстояние. Это является причиной возникновения наводок и паразитных осцилляций. В этих случаях может быть целесообразно использование транзисторов с повышенным максимальным напряжением затвор-исток (например ±30В вместо ±20В).

RU179238U1 — Полумостовой преобразователь постоянного тока в переменный — Google Patents

Publication number RU179238U1 RU179238U1 RU2017141615U RU2017141615U RU179238U1 RU 179238 U1 RU179238 U1 RU 179238U1 RU 2017141615 U RU2017141615 U RU 2017141615U RU 2017141615 U RU2017141615 U RU 2017141615U RU 179238 U1 RU179238 U1 RU 179238U1 Authority RU Russia Prior art keywords converter voltage load inductive current Prior art date 2017-11-29 Application number RU2017141615U Other languages English ( en ) Inventor Александр Павлович Клачков Алексей Гаврилович Пономаренко Original Assignee федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования «Национальный исследовательский ядерный университет «МИФИ» (НИЯУ МИФИ) Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.) 2017-11-29 Filing date 2017-11-29 Publication date 2018-05-07 2017-11-29 Application filed by федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования «Национальный исследовательский ядерный университет «МИФИ» (НИЯУ МИФИ) filed Critical федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования «Национальный исследовательский ядерный университет «МИФИ» (НИЯУ МИФИ) 2017-11-29 Priority to RU2017141615U priority Critical patent/RU179238U1/ru 2018-05-07 Application granted granted Critical 2018-05-07 Publication of RU179238U1 publication Critical patent/RU179238U1/ru

Links

Images

• 
• 

Classifications

• • H — ELECTRICITY
  • H02 — GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
  • H02M — APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
  • H02M7/00 — Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
  • H — ELECTRICITY
  • H02 — GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
  • H02M — APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
  • H02M7/00 — Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
  • H02M7/42 — Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
  • H02M7/44 — Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
  • H02M7/48 — Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
  • H02M7/53 — Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
  • H02M7/537 — Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters

  Abstract

  Полезная модель относится к области электротехники и может быть использована в качестве устройства для питания током ультразвуковой частоты индукционных нагревателей, акустических излучателей или иных индуктивно-резистивных нагрузок, расположенных внутри нефтяных скважин. Заявлен погружной полумостовой преобразователь с колебательным контуром из последовательно включенных конденсатора и индуктивно-резистивной нагрузки, в котором переключения транзисторов происходят в близкой окрестности момента перехода квазигармонического тока нагрузки через 0. При изменении эквивалентных параметров нагрузки частота преобразования изменяется автоматически. Гарантированная временная пауза между активными фазами преобразования при этом сохраняется неизменной и достаточной для надежной работы силовых ключей. Техническим результатом заявленной полезной модели является существенное сокращение размеров преобразователя при сохранении высокого кпд, повышении предельной мощности и автономности в условиях работы на изменяющуюся индуктивно-резистивную нагрузку, перемещаемую снаружи капсулы преобразователя на расстояние до 20 м. 4 ил.

  Description

  Полезная модель относится к области электротехники и может быть использована в качестве устройства для питания током ультразвуковой частоты индуктивно-резистивной нагрузки типа индукционного нагревателя обсадной трубы нефтяной скважины или ультразвукового акустического излучателя.

  В настоящее время в нефтепромысловой отрасли для решения задач диагностики пластов и интенсификации добычи трудноизвлекаемой нефти широко используется геофизическая аппаратура, которая требует питания переменным током ультразвуковой частоты. Однако при передаче сигналов большой мощности с поверхности Земли внутрь скважины на глубину до 2 км возникают технические проблемы, связанные с потерями энергии в кабеле и его высокой индуктивностью. Это означает необходимость разработки генератора электрических колебаний ультразвуковой частоты, который был бы способен к работе внутри высокопрочной капсулы, находящейся в скважине на большой глубине на расстоянии 1-20 метров от потребителя. Такой генератор должен быть компактным, обладать максимально высоким кпд, надежностью и автономностью в условиях возможных существенных изменений параметров нагрузки при ее перемещении в указанном диапазоне расстояний.

  Известен полумостовой преобразователь [1], который содержит два последовательно включенных силовых транзистора и емкостной делитель напряжения из двух последовательно включенных конденсаторов. Входное напряжение в нем подается на два силовых транзистора и емкостной делитель. Преобразование поступающей энергии здесь производится посредством поочередной коммутации транзисторов. При этом на диагонали цепи, проходящей от общего узла силовых транзисторов к средней точке емкостного делителя, формируется напряжение в виде импульсов чередующейся полярности. Полезная нагрузка такого преобразователя включается в диагональ моста через импульсный трансформатор с выходным выпрямителем. Несомненным достоинством данного преобразователя является высокий кпд процесса преобразования энергии, обусловленный ключевым режимом работы силовых транзисторов. Однако выходной сигнал в нем не содержит квазигармонических токов, которые необходимы для питания индукционного нагревателя или ультразвукового акустического излучателя в скважине.

  Известен также полумостовой преобразователь [2], выбранный в качестве прототипа, который содержит два последовательно включенных силовых транзистора со встречными диодами, шунтированных RC-цепочками, и емкостной делитель напряжения из двух последовательно включенных конденсаторов. Входное постоянное напряжение в нем также подается на два силовых транзистора и емкостной делитель, однако, в диагонали цепи, проходящей от общего узла силовых транзисторов к средней точке емкостного делителя, расположен колебательный контур, образованный катушкой индуктивности и конденсатором, а напряжение на полезную нагрузку снимается с катушки и подается в нее через выпрямитель. Силовые транзисторы здесь включаются / выключаются поочередно, однако благодаря колебательному контуру, расположенному в диагонали полумоста, ток в ней приобретает синусоидальный характер. Это дает возможность производить коммутацию в моменты, когда ток или напряжение нагрузки близки к нулю. В этом случае за счет снижения коммутационных потерь обеспечиваются более высокие энергетическая эффективность и надежность работы преобразователя. Тем самым, создаются предпосылки для достижения таких массогабаритных характеристик устройства, которые позволяли бы его размещение в высокопрочном корпусе внутри скважины на глубине до 2 км.

  Однако указанный преобразователь не может быть использован непосредственно внутри скважины для питания индуктивно-резистивных нагрузок, поскольку он предназначен для стабилизации и регулирования постоянного напряжения на нагрузке. Это повлекло неприемлемое усложнение силовой части преобразователя и маломощной электроники управления, затруднило реализацию задачи снижения размеров преобразователя до габаритов погружаемой капсулы и вызвало нежелательное снижение средней мощности преобразователя. Кроме того, индуктивно-резистивный характер сопротивления нагрузок требует их существенного реактивного энергообмена с преобразователем, что невозможно реализовать в вышеназванных устройствах. Третье препятствие заключается в том, что при перемещении нагрузки внутри обсадной трубы скважины возможно существенное изменение ее эквивалентных параметров, которое может повлиять на процесс преобразования вплоть до возникновения аварийных режимов.

  Техническим результатом предлагаемой полезной модели является существенное сокращение размеров преобразователя при сохранении его кпд, повышении предельной мощности и автономности в условиях работы на изменяющуюся индуктивно-резистивную нагрузку, перемещаемую снаружи капсулы преобразователя на расстояние до 20 м.

  Этот результат достигается тем, что в известном устройстве, корпус которого содержал два силовых транзистора со встречными диодами, шунтированных RC-цепочками и имеющих общую точку, емкостной делитель входного напряжения, устройство автоматического управления силовыми транзисторами, последовательный колебательный контур из катушки индуктивности и конденсатора, в предлагаемой полезной модели катушка индуктивности выполнена в виде обмотки индукционного нагревателя, расположенного за пределами корпуса и соединенного с ним гибкой линией передачи, с возможностью перемещаться на расстояние до 20 м от корпуса, а устройство автоматического управления силовыми транзисторами представляет собою датчик мгновенного тока нагрузки на основе трансформатора тока с двухполупериодным выпрямителем, каскадно соединенный с ним амплитудныый ограничитель напряжения сигнала, к выходу которого подключено пороговое устройство с уровнями напряжения выключения u₁ и включения u₂, причем u₁2

  Реализация технического решения, предложенного в полезной модели, обеспечивает достижение технического результата, описанного выше. А именно, применение колебательного контура приводит к тому, что ток и напряжение в нем изменяются по квазигармоническому закону на резонансной частоте, а переключение силовых транзисторов происходит в близкой окрестности нулевого тока, — это гарантирует низкий уровень коммутационных потерь, высокий кпд преобразования и снижает требования к использованной элементной базе. Кроме того, между выключением одного силового транзистора и включением другого существует гарантированная временная пауза, продолжительность которой определяется значениями пороговых напряжений u₁ и u₂. Это обеспечивает надежность работы транзисторов и других элементов силовой цепи преобразователя в условиях их продолжительной автономной работы. Возможность регулирования напряжений u₁ и u₂ позволяет избегать чрезмерных запасов по продолжительности паузы, увеличивая тем самым длительность активной фазы преобразования и обеспечивая наивысший уровень полезной мощности. Непосредственное включение индуктивно-резистивной нагрузки в состав колебательного контура позволяет отказаться от применения громоздких элементов типа трансформатора и/или катушки индуктивности, при этом относительно крупноразмерная нагрузка находится за пределами корпуса преобразователя. Тем самым, обеспечивается возможность существенного снижения габаритных размеров последнего до уровня, определяемого условиями работы внутри нефтяной скважины. Возможные изменения эквивалентных параметров индуктивно-резистивной нагрузки, обусловленные ее перемещением внутри обсадной трубы скважины, влекут за собой изменения частоты и амплитуды колебаний в контуре, но это автономно отрабатывается устройством управления. Наконец, выполнение линии передачи в виде N≤5 параллельно включенных кабелей позволяет увеличить ее гибкость и токонесущую способность, одновременно предотвращая ухудшение эксплуатационных параметров преобразователя путем снижения ее паразитной индуктивности L_ЛП и сопротивления потерь R_ЛП до значений

  

  где L_н и R_н — индуктивность и сопротивление нагрузки.

  Ниже приведен конкретный пример реализации преобразователя для случая нагрузки в виде индукционного нагревателя обсадной трубы скважины. Схема полезной модели показана на Фиг. 1.

  Устройство содержит два силовых транзистора 1 и 2 со встречными диодами, шунтированных RC-цепочками и имеющих общую точку, емкостной делитель входного напряжения из двух конденсаторов 3 и 4, последовательный колебательный контур из конденсатора 5 и катушки индуктивности 6, которая выполнена в виде обмотки индукционного нагревателя, расположенного за пределами корпуса 7 преобразователя, и соединена с ним гибкой линией передачи 8 с возможностью перемещаться в диапазоне расстояний от 1 до 20 м от корпуса. Устройство 9 автоматического управления силовыми транзисторами представляет собою датчик 10 тока нагрузки на основе трансформатора тока с двухполупериодным выпрямителем и каскадно соединенным с ним амплитудным ограничителем 11 напряжения сигнала, к выходу которого подключено пороговое устройство 12 с уровнями напряжения выключения u₁ и включения u₂, причем u₁2
  Устройство работает следующим образом.

  Входное напряжение U_BX постоянного тока подается на силовые транзисторы 1 и 2 и заряжает конденсаторы 3 и 4 до U_BX/2 каждый. В ходе поочередного замыкания транзисторов 1 и 2 в силовом колебательном контуре из конденсатора 5 и катушки индуктора 6, соединенных через линию передачи 8, возбуждаются квазигармонические колебания с рабочей частотой ω переключения транзисторов. Наивысшими эксплуатационными параметрами преобразователь обладает в случае, когда частота ω совпадает с собственной частотой ω₀ колебаний в контурах «ключ 1 — конденсатор 3 — конденсатор 5 — обмотка индуктора 6», когда ключ 1 замкнут, а 2 — разомкнут и «ключ 2 — обмотка индуктора 6 — конденсатор 5 — конденсатор 4», когда замкнут ключ 2, а разомкнут 1.

  Емкости конденсаторов 3 и 4 целесообразно выбирать так, чтобы они превышали емкость конденсатора 5 в 5-10 раз. В этом случае собственная частота колебательной системы близка к значению

  

  где L_н — индуктивность нагрузки 6, С — емкость конденсатора 5.

  В предложенной полезной модели корпус 7 погружаемого преобразователя может находиться от нагрузки 6 на расстоянии до 20 м. Это на 2 порядка меньше дистанции передачи в.ч. энергии, если питание нагревателя или иной геофизической аппаратуры производить по традиционной схеме, т.е. от генератора, расположенного на поверхности земли. Тем самым, становится реальной задача удовлетворения неравенств (1).

  В рабочих условиях, а именно при перемещении индукционного нагревателя внутри обсадной трубы скважины, возможны существенные изменения эквивалентных параметров нагрузки L_н и R_н. Это приводит к изменению резонансной частоты ω₀ колебательной системы и амплитуды тока в ней.

  Система 9 автоматического управления силовыми транзисторами преобразователя предназначена для обеспечения надежной работы и оптимального режима преобразователя, который достигается при ω=ω₀. Она содержит датчик мгновенного тока нагрузки i(t) на основе трансформатора с двухполупериодным выпрямителем 10 и амплитудным ограничителем 11 с порогом ограничения Uмакс, близким к напряжению питания микросхемы порогового устройства 12. Последнее имеет уровни включения u₂ и выключения u₁, которые отвечают ограничению

  

  Сигнал с порогового устройства 12 подается на счетный триггер 13, а также через устройство задержки 14 — на двухвходовые логические элементы «И» 15 и 16, сигналы с выходов которых поступают на входы микросхемы-драйвера 17 силовых транзисторов полумостового преобразователя.

  Коэффициент передачи датчика тока 10 равен отношению

  

  где сигналы u(t) и i(t) показаны на временной диаграмме Фиг. 2.

  Напряжение u(t) через ограничитель 11 поступает на вход порогового устройства 12 с ограничением по уровню Uмакс. В окрестности момента t=0, когда ток i(t) равен 0, напряжение u(t)=i(t)⋅k_дт1, пороговое устройство выключено и на его выходе действует сигнал U_ск, соответствующий «логическому 0». Это означает, что и на выходах логических элементов 15 и 16, т.е. на входах контроллера 17, также действует «0». В указанном интервале времени оба транзисторных ключа 1 и 2 разомкнуты, а ток i(t) замыкается через RC-цепочки и один из встроенных диодов 1 и 2.

  Такое состояние преобразователя сохраняется до момента, когда напряжение u(t) превысит напряжение включения u₂ устройства 11. В этот момент на его выходе устанавливается значение U_ск=«1». Реакция элементов 15 и 16 на это событие зависит от того, в каком состоянии на момент t=0 находился счетный триггер 13. Если это было состояние Q=«1», то на выходе 15 сохранится уровень «логического 0», а на выходе 16 возникнет «1». Это означает команду на замыкание ключа 2, в результате чего конденсатор делителя 4 и конденсатор 5, заряженный в полярности «плюс справа», разряжаются на индуктивную нагрузку 6.

  Через четверть периода конденсатор 5 разряжается до нуля, а модуль тока в нагрузке, напротив, достигает максимума. С этого момента конденсатор 5 начинает заряжаться уже в противоположной полярности, т.е. «плюс слева», — это происходит за счет энергии, запасенной в магнитном поле индуктора 6. Еще через четверть периода |i(t)| вновь приближается к 0 и выходное напряжение датчика тока опускается ниже порогового уровня: u(t)1. Вследствие этого устройство 12 выключается (U_ск=«0»), а триггер 13 изменяет состояние (теперь Q=«0»).

  Таким образом, в предлагаемой полезной модели система автоматического управления силовыми транзисторами преобразователя отвечает следующим важным требованиям: чередующиеся импульсы управления транзисторами 1 и 2 имеют частоту повторения, равную резонансной частоте (1) его колебательной системы даже в случае внезапных изменений параметров нагрузки; между импульсами управления ключами 1 и 2 обеспечивается гарантированная временная пауза, необходимая для завершения переходных процессов включения/выключения транзисторов силовых ключей. Длительность паузы Δt определяется мгновенным значением скорости изменения тока |di/dt| и параметрами u₂, u₁ переключательной характеристики устройства 12:

  

  Она может регулироваться изменением коэффициента преобразования k_ДТ датчика тока (4) при условии соблюдения ограничения (3).

  Достоинством предложенного варианта системы автоматического управления является то, что она обеспечивает коммутацию силовых ключей в моменты с малым значением энергии в индуктивном элементе колебательной системы, снижая требования к используемой элементной базе и создавая тем самым возможности для уменьшения габаритных размеров капсулы преобразователя и сохраняя высокий кпд.

  Это подтверждается диаграммой Фиг. 3, где показаны результаты численного расчета переходного процесса в цепи Фиг. 1 (вариант без шунтирующих цепочек RC) с нагрузкой в виде индукционного нагревателя спустя 4 мс после запуска процесса преобразования. Здесь напряжение источника питания U_BX=300 В, емкости конденсаторов 3, 4 делителя — по 5 мкФ, конденсатора 5-1,25 мкФ, L_н=64 мкГн, R_н=2,2 Ом, длительность временной паузы между импульсами управления — 1 мкс, период следования импульсов управления — 50 мкс (верхняя диаграмма) и 52,4 мкс (нижняя).

  В нижней части Фиг. 3 показаны токи в предлагаемом варианте, когда период следования импульсов управления совпадает с периодом собственных колебаний Т₀=52, 4 мкс, а в верхней — когда он задан принудительно равным Т=50 мкс. В предлагаемом варианте токовая нагрузка элементов преобразователя на интервалах коммутации существенно меньше (см. диаграммы «ток в DVT1» и «ток в DVT2», в обоих случаях временная пауза равна 1 мкс). В случае высокодобротной нагрузки (R_н=0,2 Ом) выигрыш предлагаемой полезной модели еще выше, см. диаграмму Фиг. 4.

  Таким образом, предложенная полезная модель обеспечивает существенное сокращение размеров преобразователя при сохранении его кпд и повышает выходную мощность в условиях автономной работы на изменяющуюся индуктивно-резистивную нагрузку, перемещаемую снаружи капсулы преобразователя на расстояние до 20 м.

  Источники информации
  1. Б.Ю. Семенов. Силовая электроника для любителей и профессионалов. Солон-Р. М., 2001 г., 327 с.

  2. S. Yang, G. Castino. Резонансный преобразователь мощностью 500 Вт с частотой 100 кГц на МОП-транзисторах. http://irf.ru/pdf/articles/AN-965.pdf, с. 328.

  Claims ( 2 )

  1. Полумостовой преобразователь постоянного тока в переменный, содержащий в своем корпусе два силовых транзистора со встречными диодами, шунтированных RC-цепочками и имеющими общую точку, емкостной делитель входного напряжения, устройство автоматического управления силовыми транзисторами, последовательный колебательный контур из катушки индуктивности и конденсатора, отличающийся тем, что катушка индуктивности выполнена в виде обмотки индукционного нагревателя, расположенного за пределами корпуса и соединенного с ним гибкой линией передачи, с возможностью перемещаться на расстояние до 20 м от корпуса, а устройство автоматического управления силовыми транзисторами представляет собою датчик мгновенного тока нагрузки на основе трансформатора тока с двухполупериодным выпрямителем и каскадно соединенным с ним амплитудным ограничителем напряжения сигнала, к выходу которого подключено пороговое устройство с уровнями напряжения выключения u₁ и включения u₂, причем u₁2

  2. Полумостовой преобразователь по п. 1, отличающийся тем, что гибкая линия передачи выполнена в виде N параллельно включенных гибких кабелей, где N≤5.

  RU2017141615U 2017-11-29 2017-11-29 Полумостовой преобразователь постоянного тока в переменный RU179238U1 ( ru )

  Priority Applications (1)

  Application Number	Priority Date	Filing Date	Title
  RU2017141615U RU179238U1 ( ru )	2017-11-29	2017-11-29	Полумостовой преобразователь постоянного тока в переменный

  Applications Claiming Priority (1)

  Application Number	Priority Date	Filing Date	Title
  RU2017141615U RU179238U1 ( ru )	2017-11-29	2017-11-29	Полумостовой преобразователь постоянного тока в переменный

  Publications (1)

  Publication Number	Publication Date
  RU179238U1 true RU179238U1 ( ru )	2018-05-07

  Family

  ID=62105144

  Family Applications (1)

  Application Number	Title	Priority Date	Filing Date
  RU2017141615U RU179238U1 ( ru )	2017-11-29	2017-11-29	Полумостовой преобразователь постоянного тока в переменный

  Country Status (1)

  Country	Link
  RU ( 1 )	RU179238U1 ( ru )

  Cited By (1)

  * Cited by examiner, † Cited by third party

  Publication number	Priority date	Publication date	Assignee	Title
  RU197581U1 ( ru ) *	2020-02-25	2020-05-15	Эдуард Владимирович Малик	Портативный индукционный нагреватель

  Citations (4)

  * Cited by examiner, † Cited by third party

  Publication number	Priority date	Publication date	Assignee	Title
  RU2427068C2 ( ru ) *	2005-12-30	2011-08-20	Эмерсон Нетворк Пауэ, Энерджи Системс, Норт Америка, Инк.	Резонансный преобразователь постоянного тока и способ управления этим преобразователем
  US20120268969A1 ( en ) *	2011-04-20	2012-10-25	Cuks, Llc	Dc-ac inverter with high frequency isolation transformer
  RU2523698C1 ( ru ) *	2013-02-14	2014-07-20	Открытое Акционерное Общество «Российские Железные Дороги»	Преобразователь постоянного тока в переменный ток
  CN205123617U ( zh ) *	2015-12-01	2016-03-30	欧普照明股份有限公司	一种dc/ac转换装置、dc/dc转换装置和恒流驱动装置

  • 2017
    • 2017-11-29 RU RU2017141615U patent/RU179238U1/ru active

    Patent Citations (4)

    * Cited by examiner, † Cited by third party

    Publication number	Priority date	Publication date	Assignee	Title
    RU2427068C2 ( ru ) *	2005-12-30	2011-08-20	Эмерсон Нетворк Пауэ, Энерджи Системс, Норт Америка, Инк.	Резонансный преобразователь постоянного тока и способ управления этим преобразователем
    US20120268969A1 ( en ) *	2011-04-20	2012-10-25	Cuks, Llc	Dc-ac inverter with high frequency isolation transformer
    RU2523698C1 ( ru ) *	2013-02-14	2014-07-20	Открытое Акционерное Общество «Российские Железные Дороги»	Преобразователь постоянного тока в переменный ток
    CN205123617U ( zh ) *	2015-12-01	2016-03-30	欧普照明股份有限公司	一种dc/ac转换装置、dc/dc转换装置和恒流驱动装置

    Cited By (1)

    * Cited by examiner, † Cited by third party

    Publication number	Priority date	Publication date	Assignee	Title
    RU197581U1 ( ru ) *	2020-02-25	2020-05-15	Эдуард Владимирович Малик	Портативный индукционный нагреватель

    Similar Documents

    Publication	Publication Date	Title
    US9831684B2 ( en )	2017-11-28	Adaptive rectifier and method of operation
    US4743789A ( en )	1988-05-10	Variable frequency drive circuit
    US4823249A ( en )	1989-04-18	High-frequency resonant power converter
    CN107148718B ( zh )	2020-07-17	无线供电系统
    KR102139841B1 ( ko )	2020-07-31	유도 전력 전송 시스템용 수신기 및 유도 전력 전송 시스템용 수신기를 제어하는 방법
    US4408268A ( en )	1983-10-04	Pulse modulated electronic voltage controller with smooth voltage output
    JP2011109912A ( ja )	2011-06-02	スイッチの制御を簡略化するための方法と装置
    US10186907B2 ( en )	2019-01-22	Wireless power transmitting/receiving devices and methods
    EP2985846A1 ( en )	2016-02-17	Wireless power transmission
    RU179238U1 ( ru )	2018-05-07	Полумостовой преобразователь постоянного тока в переменный
    EP2660979B1 ( en )	2019-02-27	High side driver with power supply function
    US9350255B2 ( en )	2016-05-24	DC-DC conversion device including pulse width modulation control
    Vasic et al.	2013	Piezoelectric transformer-based DC/DC converter with improved burst-mode control
    US20220045479A1 ( en )	2022-02-10	Resonant recharge for synchronous pulsed laser operation
    CN110364134B ( zh )	2022-01-07	一种蜂鸣器驱动电路
    RU2669382C1 ( ru )	2018-10-11	Способ генерации электрических квазигармонических колебаний в индуктивно-резистивной нагрузке
    RU2012989C1 ( ru )	1994-05-15	Импульсно-модулированный преобразователь
    KR101394018B1 ( ko )	2014-05-12	전력 공급 장치 및 무선전력 송신장치
    RU111792U1 ( ru )	2011-12-27	Резонансный источник питания сварочной дуги
    KR20150055971A ( ko )	2015-05-22	전력 생성 장치, 무선전력 송신장치 및 무선전력 전송 시스템
    US9418782B1 ( en )	2016-08-16	Efficient power supply for an electromagnetic flow meter
    WO2014060872A1 ( en )	2014-04-24	Driver device and driving method for driving a load, in particular an led unit, using a resonant converter
    RU63619U1 ( ru )	2007-05-27	Преобразователь постоянного напряжения
    RU2186452C2 ( ru )	2002-07-27	Полумостовой преобразователь постоянного напряжения
    KR20010095453A ( ko )	2001-11-07	고주파 풀브리지 전원 장치

    Похожие публикации:

    1. Как называется частица обладающая наименьшим положительным зарядом
    2. Как обновить прошивку на камере hikvision
    3. Как определить транзистор по маркировке
    4. Как узнать диммируемая ли лампа светодиодная