Какие виды частотной коррекции оу

Лекция 10. Частотная коррекция операционных усилителей.

Для того чтобы операционный усилитель был устойчив в широком диапазоне значений параметров цепей нагрузки и цепей отрицательной обратной связи, необходимо обеспечить однополюсной характер его АЧХ вплоть до частоты единичного усиления.

В многокаскадных ОУ количество полюсов не меньше количества используемых каскадов.

Введение частотной коррекции Миллера (*) приводит к удалению основного f_p₂ и неосновного f_p₁ полюсов друг от друга (рис. 10.1). При этом, частота неосновного полюса f_p₁ располагается выше частоты единичного усиления f₁. Кроме того, наличие запаса по фазе 60 и более требует выполнения соотношения

(10.1)

Рис. 10.1. Влияние коррекции Миллера на АЧХ двухкаскадного операционного усилителя

Ближайший к основному неосновной полюс (f_p₁) после проведения частотной коррекции согласно выражению (10.1) является ограничивающим для частоты единичного усиления ОУ.

Частотная коррекция двухкаскадных оу

Перечень основных разновидностей частотной коррекции двухкаскадных ОУ с помощью емкости Миллера приведен в табл. 10.1.

Т а б л и ц а 10.1. Основные методы частотной коррекции для двухкаскадных ОУ

Универсальный метод, оптимален для применения в низковольтных схемах ОУ, где ограничено использование каскода

Обеспечивает наименьшую частоту единичного усиления среди описываемых методов ( 0,4f₁_max). Не имеет ограничений на максимальную крутизну выходного каскада

Применима в каскодных двухкаскадных ОУ с относительно небольшим диапазоном выходных токов

Обеспечивает наибольшую частоту единичного усиления (f₁_max) среди описываемых методов, однако имеет определенные ограничения на крутизну выходного каскада

Вложенная каскодная коррекция Миллера (*) (ВККМ)

Применима в универсальных каскодных двухкаскадных ОУ

Обеспечивает несколько меньшую частоту единичного усиления, чем ККМ ( 0,8F₁), однако возможно устранить ограничение на крутизну выходного каскада

Коррекция Миллера

На рис. 10.2 показано упрощенное схемотехническое представление коррекции Миллера двухкаскадного ОУ с помощью емкости C_М, включенной между выходами каскадов.

Рис. 10.2. Упрощенная схема двухкаскадного ОУ с коррекцией Миллера

Рис. 10.3. Малосигнальная эквивалентная схема двухкаскадного ОУ с коррекцией Миллера

На эквивалентной схеме (рис. 10.3) C₂₃ и g₂₃ соответствуют входной емкости и крутизне первого (входного) каскада; r₂₃ – выходное сопротивление первого каскада; С₁ – входная емкость второго (выходного) каскада (без учета цепей частотной коррекции); g₁ – эквивалентная крутизна выходного каскада.

В табл. 10.2 приведены частоты полюсов и нулей ОУ с коррекцией Миллера, которые оказывают наиболее существенное влияние на АЧХ и ФЧХ в интересующем диапазоне частот.

Т а б л и ц а 10.2. Частоты полюсов и нулей ОУ с коррекцией Миллера

Основной полюс, f (Гц)

Неосновной полюс, f (Гц)

Влияние нуля (см. табл. 3.20), которое проявляется в дополнительном фазовом сдвиге, особенно сильно при С_Н= C_М и ослабевает при С_Н>> C_М. Для частичной нейтрализации влияния нуля, последовательно с емкостью Миллера включают дополнительное сопротивление R_М(рис. 10.4).

Рис. 10.4. Включение сопротивления последовательно с емкостью Миллера в двухкаскадных ОУ с коррекцией Миллера

Частотная коррекция усилителей с обратной связью

Если попытаться графически изобразить зависимость коэффициента усиления по напряжению при разомкнутой петле обратной связи от частоты для нескольких операционных усилителей, то получим кривые, подобные показанным на рис. 4.80. Даже поверхностный взгляд на представленные диаграммы Воде (кривые зависимости коэффициента усиления и фазы от частоты с использованием логарифмического масштаба) позволяет сделать заключение, что операционный усилитель типа 741 хуже остальных, так как с увеличением частоты его коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи уменьшается очень быстро. На самом деле такой спад усиления получают намеренно, и характеристика операционного усилителя совпадает с характеристикой RС — фильтра низких частот, имеющей спад — 6 дБ/октава. Операционный усилитель типа 748 подобен операционному усилителю типа 741, но не скорректирован (как и ОУ типа 739). В операционных усилителях бывает предусмотрена внутренняя коррекция, кроме того, промышленность выпускает и не скорректированные ОУ; познакомимся с некоторыми методами частотной коррекции.

4.33. Зависимость коэффициента усиления и фазового сдвига от частоты

В операционном усилителе (а в общем, в любом многокаскадном усилителе), начиная с некоторой частоты наблюдается спад коэффициента усиления, обусловленный тем, что усилительный каскад для сигналов, поступающих от источника, имеющего конечный импеданс, является емкостной нагрузкой, и, таким образом каскад эквивалентен фильтру низких частот. Например, часто входной каскад представляет собой дифференциальный усилитель с нагрузкой в виде токового зеркала (см. схему LM358, изображенную на рис. 4.54), который работает на второй каскад, представляющий собой схему общим эмиттером. Теперь допустим, что конденсатор, обозначенный на схеме как С_к исключен. Высокий выходной импеданс входного каскада, а также емкость перехода С_вх.э и емкость обратной связи С_кб (вспомните эффект Миллера, разд. 2.19) последующего каскада образуют фильтр низкой частоты. Точка — 3 дБ на характеристике этого фильтра лежит в диапазоне от 100 Гц до 10 кГц. Уменьшение реактивного сопротивления конденсатора при увеличении частоты вызывает появление спада характеристики с наклоном 6 дБ/октава. На достаточно высоких частотах (которые могут не превышать 1 кГц) импеданс коллекторной нагрузки имеет емкостной характер, в связи с этим K_U = g_mX_c , т. е. спад усиления пропорционален 1/ƒ. Кроме того, выходной сигнал будет сдвинут по фазе на 90° относительно входного. (Спаду усиления соответствует нижний участок («хвост») характеристики RС — фильтра низкой частоты, в котором сопротивление R есть эквивалентное выходное сопротивление источника, к которому подключена емкостная нагрузка. Однако в схеме не обязательно должны присутствовать реальные резисторы.)

В многокаскадном усилителе на высоких частотах на характеристике усилителя появляются дополнительные точки перегиба, обусловленные тем, что другие усилительные каскады также начинают проявлять свойства фильтров низкой частоты. Зависимость коэффициента усиления всей многокаскадной схемы при разомкнутой цепи ОС от частоты показана на рис. 4.81. Спад коэффициента усиления при разомкнутой петле ОС определяется величиной — 6 дБ/октава и начинается на некоторой сравнительно невысокой частоте ƒ₁. Он обусловлен емкостным характером нагрузки выхода первого каскада. Спад с таким углом наклона продолжается до тех пор, пока на частоте ƒ₂ не начнет проявлять себя собственная RC — цепь следующего каскада. Начиная с этой точки, спад определяется величиной — 12 дБ/октава и т.д.

Что же следует из такой характеристики? Напомним, что для RС — фильтра низкой частоты зависимость сдвига фазы от частоты имеет вид кривой, показанной на рис. 4.82. Каждый фильтр низкой частоты, присутствующий в усилителе, имеет подобную фазовую характеристику, поэтому полный фазовый сдвиг гипотетического усилителя можно представить в виде кривой, изображенной на рис. 4.83.

Рис. 4.82. Диаграмма Боде: зависимость коэффициента усиления и фазы от частоты.

Проблема заключается в следующем: если этот усилитель включить, например по схеме повторителя, то возникнут автоколебания. Это связано с тем, что на некоторой частоте фазовый сдвиг при разомкнутой петле обратной связи достигает 180°, при этом коэффициент усиления еще превышает единицу (на этой частоте отрицательная обратная связь превращается в положительную). Этого достаточно для того, чтобы возникла автогенерация колебаний, так как на этой частоте любой сигнал будет сам себя наращивать, проходя по петле обратной связи.

Критерий устойчивости. Критерий устойчивости усилителя с обратной связью выглядит следующим образом: фазовый сдвиг усилителя при разомкнутой петле обратной связи не должен превышать 180° на частоте, при которой коэффициент передачи цепи обратной связи равен единице. Этот критерий трудней всего удовлетворить, когда усилитель включен как повторитель, так как при этом коэффициент передачи в петле обратной связи равен коэффициенту усиления при разомкнутой петле обратной связи, т. е. наибольшему значению. В операционном усилителе с внутренней коррекцией критерий устойчивости удовлетворяется даже в том случае, когда эти усилители включают по схеме повторителей; в них с помощью простой резистивной схемы обратной связи можно получить любое значение коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи, при этом они будут работать устойчиво и в них не будут возникать колебания. Мы уже упомянули выше, что для этого намеренно смещают начало спада усиления таким образом, чтобы точка — 3 дБ лежала в области низких частот — обычно в диапазоне от 1 до 20 Гц. Покажем, как этого добиваются.

Операционные усилители. Часть 5: Частотно-зависимая обратная связь в ОУ. Активные фильтры и генераторы сигналов на ОУ

В предыдущей публикации цикла мы разобрали, как работают схемы на ОУ с нелинейными элементами в цепях обратной связи, научились производить с помощью ОУ операции умножения и деления, и узнали, как собрать на ОУ источник тока, напряжения, а также усилитель мощности.

В данной публикации цикла мы разберём работу ряда схем на ОУ с частотно-зависимой обратной связью и научимся собирать на ОУ активные фильтры и генераторы.

Для тех, кто присоединился недавно, сообщаю, что это пятая из семи публикаций цикла. Содержание публикаций со ссылками на них находится в конце статьи.

Частотно-зависимая обратная связь в ОУ

С частотно-зависимой обратной связью в ОУ мы впервые столкнулись при рассмотрении работы реальных ОУ «в динамике». Она интересовала нас в плане частотной коррекции передаточной характеристики для предотвращения генерации при работе ОУ в режиме усиления за счёт превращения отрицательной обратной связи в положительную из-за сдвига фаз.

Также мы имели дело с частотно-зависимой обратной связью, когда разбирали работу интегрирующего и дифференцирующего звеньев. Нас тогда интересовала не столько АЧХ, сколько реакция этих звеньев на воздействие единичного прямоугольного импульса.

По сути, интегрирующее звено на рисунке ниже имеет АЧХ фильтра низких частот (ФНЧ) 1-го порядка с частотой среза f_c = 1/2πRC. Сигнал с частотой ниже f_c передаётся на выход этого звена без затухания. Для частот выше f_c сигнал передаётся с затуханием 6 дБ/октава, т.е. ослабляется по уровню в два раза при повышении частоты в два раза.

Дифференцирующее звено является ФВЧ 1-го порядка с частотой среза f_c = 1/2πRC. Оно пропускает сигнал с частотой выше f_c без затухания. Сигнал с частотой ниже f_c передаётся с затуханием 6 дБ/октава.

Активные фильтры на ОУ

Фильтры применяются в электронике для выделения желательной составляющей спектра сигнала и/или подавления нежелательной.

Изначально фильтры строились из пассивных RLC-компонентов. Активные фильтры стали получать распространение с развитием полупроводниковой электроники. Активные фильтры проще в изготовлении, т.к. они не требуют применения «моточных» изделий. Однако, пассивные фильтры применяются до сих пор.

Расчёт фильтров обычно производится с применением полиномов Баттерворта, Чебышёва и Бесселя. Последнее время набирают популярность эллиптические фильтры.

Наиболее детально тема активных фильтров на ОУ разобрана в [3] в разделе «13. Активные фильтры» на стр. 185 – 226. Мы же разберём их работу на простом и понятном материале, изложенном в [5] в разделе главы 4 «3. Фильтры звуковых частот» на стр. 138 – 145, в части, касающейся схем на ОУ.

Как правило, активные RC-фильтры на ОУ собирают по схеме Саллена–Ки (Sallen–Key), которая действует как «источник напряжения, управляемый напряжением» (ИНУН, VCVS). Ниже приведена схема двухполюсного ФНЧ (ФНЧ второго порядка) подобного типа:

Если резисторы и конденсаторы поменять местами, получим двухполюсный ФВЧ:

Двухполюсные фильтры по схеме Саллена–Ки состоят из небольшого количества элементов и стабильны в работе. Частота среза определяется по формуле:

Коэффициент передачи K определяется соотношением сопротивлений резисторов в цепи ООС. В зависимости от коэффициента передачи у фильтров по схеме Саллена–Ки изменяется АЧХ. Из таблицы на стр. 290 [2] мы видим, что при K = 1,586 звено имеет АЧХ фильтра Баттерворта, при K = 1,268 – фильтра Бесселя, а при K = 1,842 – Чебышёва с неравномерностью в полосе пропускания 0,5 дБ.

Фильтры по схеме Саллена–Ки с числом полюсов более двух ведут себя нестабильно. Повышение порядка достигается каскадным подключением двухполюсных фильтров. Нюансы такого каскадирования наглядно продемонстрированы Поляковым в [5] на рисунке ниже:

Как мы видим на иллюстрации, АЧХ шестиполюсного ФНЧ Чебышёва с частотой среза f_c = 2700 Гц формируется из АЧХ двухполюсного ФНЧ с частотой среза намного меньше f_c и K = 1 (обозначение «1» на графике), АЧХ двухполюсного ФНЧ с частотой среза меньше f_c и K = 1,4 (обозначение «2» на графике) и АЧХ двухполюсного ФНЧ с f_c = 2700 Гц и K = 1,6 (обозначение «3» на графике). Для снижения влияния неточности номиналов элементов схемы на АЧХ соотношение ёмкостей конденсаторов в каждом звене выбрано из расчёта один к трём. Номиналы резисторов подобраны из диапазона 10…100 кОм.

Из ФВЧ и ФНЧ с перекрывающимися полосами пропускания можно получить полосовой фильтр. Активный полосовой фильтр по схеме Саллена–Ки выглядит следующим образом:

При R1 = R2, C1 = C2 и R3 = 2R1 центральную частоту полосы пропускания f₀ и добротность фильтра Q (отношение f₀ к ширине полосы пропускания Δf₀) получаем по формулам:

Из формулы (22) видим, что коэффициент передачи K должен быть меньше трёх.

Гораздо лучшие результаты можно получить при применении в качестве активного полосового фильтра схемы биквадратного фильтра:

Схема биквадратного фильтра значительно сложней, но менее критична к неточности номиналов элементов схемы. Центральная частота полосы пропускания f₀, ширина полосы пропускания Δf₀, и коэффициент передачи K при R3 = R4 и R5 = R6 определяются по формулам:

(23)

(24)

(25)

Подробней о биквадратных фильтрах написано в [2] на стр. 293 – 295 и в [1] на стр. 106 – 108.

Релаксационные генераторы на ОУ

Генератор – это устройство для производства периодически изменяющихся сигналов. Релаксационный генератор – это генератор, элементы которого не обладают резонансными свойствами.

Релаксационный генератор на ОУ можно получить, объединив схемы интегрирующего звена и триггера Шмитта в замкнутый контур:

Когда на выходе триггера Шмитта присутствует напряжение высокого уровня, конденсатор C1 заряжается до тех пор, пока напряжение на входе триггера Шмитта не станет меньше порога срабатывания, после чего конденсатор C1 начнёт разряжаться, пока напряжение на входе триггера Шмитта не станет больше порога срабатывания.

На выходе интегрирующего звена присутствует периодический сигнал треугольной формы, на выходе триггера Шмитта – меандр. Стабилитрон VD1 ограничивает амплитуду прямоугольного сигнала на выходе триггера Шмитта U_вых2 до значения напряжения стабилизации U_ст. Период автоколебаний T и амплитуду сигнала на выходе интегрирующего звена U_вых1 получаем по формулам:

Подобные схемы принято называть «функциональными генераторами», т.к. они производят на выходе сигналы разной формы.

Релаксационный генератор с выходным сигналом в виде меандра называется мультивибратором. Рассмотренную выше схему тоже можно использовать в качестве мультивибратора, но приведённая ниже схема проще:

При равенстве положительных и отрицательных напряжений ограничения U_огр на выходе ОУ период автоколебаний T и амплитуду сигнала на инвертирующем входе U_вх- получаем по формулам:

RC-генераторы гармонических колебаний на ОУ

Синусоидальный сигнал на выходе звена на ОУ можно получить с помощью обработки сигнала треугольной формы активным фильтром низких частот, а также применением моста Вина:

Схема построена таким образом, чтобы обеспечить обратную связь с фазовым сдвигом 180° на частоте f₀ и поддерживать генерацию изменением коэффициента передачи K. Запуск генерации происходит при K > 3, что достигается при R3/R4 > 2. Затем, когда запуск произведён, для стабилизации работы генератора коэффициент передачи K должен уменьшаться при увеличении амплитуды выходного сигнала. Одним из решений такой адаптивной обратной связи является использование вместо R4 лампы накаливания.

При равенстве R1 = R2, C1 = C2 частота генерации f₀ определяется по формуле:

▍ От автора

В публикации были рассмотрены примеры реализации активных фильтров и генераторов на ОУ. С развитием DSP (Digital Signal Processors) и методов DDS (Direct digital synthesis) тема может казаться неактуальной, однако, как появление активных фильтров не отменило применение в системах связи пассивных фильтров, так и промышленное производство цифровых синтезаторов частоты не отменяет применения аналоговых генераторов сигналов.

Следует заметить, что применение генераторов сигналов на ОУ всегда было ограничено. С одной стороны, наличием простых и надёжных интегральных таймеров семейства 555, а с другой — простыми и надёжными генераторами на транзисторах по схемам ёмкостной (индуктивной) «трёхточки».

В следующей публикации мы сосредоточимся на применении «реальных» ОУ в условиях реального мира: рассмотрим однополярное питание ОУ, работу ОУ в условиях помех, а также нюансы экранирования схем и каналов.

Данный цикл публикаций состоит из семи частей. Краткое содержание публикаций:

Предпосылки появления ОУ. «Идеальный» операционный усилитель. Инвертирующий и неинвертирующий усилители, повторитель.
Отличия «реального» ОУ от «идеального». Основные характеристики реального ОУ. Ограничения реального ОУ.
Суммирующий усилитель. Разностный усилитель. Измерительный усилитель. Интегрирующее звено. Дифференцирующее звено. Схема выборки-хранения.
Активный детектор. Активный пиковый детектор. Логарифмический усилитель. Активный ограничитель сигнала. Компаратор на ОУ. Источник опорного напряжения. Источник тока. Усилитель мощности.
Частотно-зависимая обратная связь в ОУ. Активные фильтры на ОУ. Генераторы сигналов на ОУ. < — Вы тут
Однополярное включение ОУ. Входные помехи, «развязки» и защиты входных цепей, экранирование.
Операционные усилители на лампах.

▍ Использованные источники:

Гутников. Интегральная электроника в измерительных устройствах. Энергоатомиздат, 1988
Хоровиц, Хилл. Искусство схемотехники. 2-изд. Мир, 1993
Титце, Шенк. Полупроводниковая схемотехника. 5-изд. Мир, 1982
Поляков. Радиолюбителям о технике прямого преобразования. Патриот, 1990

1.8. Частотная характеристика ОУ и её коррекция

Как мы рассматривали, операционный усилитель практически всегда охватывается цепями отрицательной обратной связи, которая и формирует необходимые свойства схемы.

Вследствие наличия паразитных емкостей и многокаскадной структуры операционный усилитель по своим частотным свойствам аналогичен фильтру нижних частот

высокого порядка. Системы такого рода, имеющие большой коэффициент усиления, при наличии обратной связи склонны к неустойчивости, проявляющейся в том, что даже при отсутствии сигнала на входе системы, на ее выходе существуют колебания относительно большой амплитуды. Устойчивость ОУ с обратной связью удобно исследовать по его частотным характеристикам. Типичные логарифмические асимптотическая амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и фазово-частотная (ЛФЧХ) характеристики (диаграмма Боде) ОУ без частотной коррекции приведены на рис. 1.17.

Выше частоты f₁ частотная характеристика определяется инерционным звеном с максимальной постоянной времени. Коэффициент усиления в этой области убывает со скоростью -20 дБ/дек. Выше частоты f₂ начинает действовать второе инерционное звено, коэффициент усиления убывает быстрее (-40 дБ/дек), а фазовый сдвиг между U_Д и U_ВЫХ достигает φ = -180°. Частота, при которой выполняется это условие, называется критической (f_КР).

Частота, при которой модуль коэффициента усиления петли обратной связи (коэффициента петлевого усиления) равен:

называется частотой среза (f_СР). Коэффициент β в этом соотношении является коэффициентом передачи цепи обратной связи. Как для инвертирующего, так и для неинвертирующего включения ОУ при резистивной обратной связи он определяется из выражения:

Согласно выражениям (1.6), (1.7), между β и коэффициентом усиления входного сигнала схемы на ОУ (K) существует следующая взаимосвязь:

В соответствии с логарифмическим вариантом критерия Найквиста для минимально-фазовых систем, к которым можно отнести ОУ с отрицательной обратной связью, усилитель будет устойчив, если для логарифмических частотных характеристик разомкнутой петли обратной связи β·K_U выполнено условие:

При резистивной обратной связи ЛФЧХ петли совпадает с ЛФЧХ усилителя, а ЛАЧХ петли проходит на 20 lg(1/β) ниже ЛАЧХ усилителя, так что частота среза f_СР соответствует точке пересечения графика ЛАЧХ усилителя с горизонтальной прямой, проведенной на 20 lg(1/β) выше оси частот. На диаграмме рис. 1.17 видно, что при больших значениях K (и, соответственно, малых β) условие (1.11) выполняется, причем имеется достаточный запас устойчивости по фазе. При K< 200 операционный усилитель с частотными характеристиками, такими, как на рис. 1.17, неустойчив.

Степень устойчивости, а также мера затухания переходных процессов приближенно определяется запасом устойчивости по фазе. Под этой величиной понимается дополнительный до 180° угол к фазовому запаздыванию на критической частоте:

На рис. 1.18 представлены типичные графики переходных функций (реакций на единичный скачек) операционного усилителя, включенного по схеме неинвертирующего повторителя, при различных запасах устойчивости по фазе α.

По диаграмме Боде разомкнутого ОУ можно непосредственно определить, какая величина затухания окажется у схемы усилителя с заданным значением β. В качестве примера рассмотрим (см. рис. 1.17) случай для 1/ β = 8000. При этом из диаграммы находим f_КР = 100 кГц и α = 65°. Таким образом, для такой обратной связи получается приемлемая величина затухания. В случае более глубокой обратной связи значение α быстро уменьшается и при 1/ β = 200 достигает нуля.

Полная частотная коррекция

Если операционный усилитель разрабатывается для универсального применения, то фазовый сдвиг его при |K_U| > 1 должен быть по абсолютной величине меньше 120°. При этом для любого коэффициента обратной связи 0 < β < 1 запа
с по фазе будет составлять не менее 60°. Это требование выполняется коррекцией частотной характеристики, причем коррекция производится так, чтобы при |K_U| > 1 она была аналогична характеристике фильтра нижних частот первого порядка, т.е. имела бы вид (см. рис. 1.12, кривая 1).

Так как нежелательные инерционные звенья с частотами среза f₂ и f₃, как это показано на рис. 1.17, не могут быть устранены из схемы усилителя, то необходимо путем выбора конденсатора коррекции С_К (см. рис. 1.10) так уменьшить частоту среза f₁ основного инерционного звена, чтобы условие |K_U| < 1 было бы выполнено до того, как начнется существенное влияние второго инерционного звена.

Этот вариант коррекции представлен на рис. 1.19. Очевидно, что при таком соотношении параметров даже для самого неблагоприятного по устойчивости случая обратной связи, как β = 1, еще имеется достаточный запас по фазе α = 65°, а при меньших значениях β он практически равен 90°. Можно отметить также, что из-за наличия частотной коррекции полоса пропускания разомкнутого ОУ существенно сужается.

Частотная коррекция усилителя на нижних частотах увеличивает его фазовый сдвиг на 90°, а на более высоких частотах практически на него не влияет. Для многих универсальных ОУ достаточна емкость корректирующего конденсатора С_К = 30 пФ. У усилителей с полной внутренней коррекцией (например, 140УД6, 140УД7, 140УД17 и др.) корректирующий конденсатор изготавливается методами интегральной технологии.

Подстраиваемая частотная коррекция

Полная частотная коррекция операционного усилителя гарантирует достаточный запас устойчивости по фазе для резистивной отрицательной обратной связи с любыми параметрами. Однако этот способ имеет тот существенный недостаток, что ширина полосы пропускания усилителя, охваченного обратной связью, обратно пропорциональна коэффициенту усиления K.

Смысл этого соотношения наглядно пояснен на рис. 1.20. При менее глубокой обратной связи для стабилизации усилителя достаточно было бы меньшего снижения усиления в области средних и высоких частот, так как в этом случае точка | β · K_U| = 1 достигается при |K_U| =1/ β >1. Как видно из рис. 1.20, при 1/ β =10 ширину полосы пропускания ОУ без обратной связи можно увеличить с 10 Гц до 100 Гц уменьшением С_К от 30 до 3 пФ. При этом полоса пропускания усилителя с обратной связью возрастет со 100 кГц до 1 МГц.

Для того чтобы можно было осуществить такие изменения частотной коррекции, выпускаются операционные усилители, у которых отсутствует корректирующий конденсатор, а вместо него выведены соответствующие точки схемы (например, 153УД6, 140УД14). В других вариантах, например, в усилителях 544УД2, осуществляется неполная частотная коррекция с уменьшенным значением корректирующей емкости.

Для подключения дополнительного конденсатора (чтобы обеспечить устойчивость при значениях b, близких к единице) также имеются соответствующие выводы. В паспортных данных ОУ некоторых типов указываются минимальные значения коэффициентов усиления ОУ в неинвертирующем включении, при которых усилитель сохраняет устойчивость. Например, для ОУ AD840K это значение составляет 10, для ОРА605К – 50 и т.д.

Изготавливаются усилители с одинаковой схемотехникой, одни из которых имеют встроенный корректирующий конденсатор, а другие – без такого конденсатора. Например, некоторые фирмы выпускают ОУ типа ОР-27 и ОР-37 (отечественные аналоги, соответственно, 140УД25 и 140УД26). Первый из них имеет встроенный корректирующий конденсатор, частоту единичного усиления f_Т = 8 МГц, максимальную скорость нарастания – 2,8 В/мкс, и работает устойчиво вплоть до 100%-й обратной связи. Операционные усилители типа ОР-37 не имеет корректирующего конденсатора. Его

частота единичного усиления f_Т = 60 МГц, скорость нарастания – 17 В/мкс. Он работает устойчиво при коэффициентах усиления входного сигнала более пяти.

В комплексе мероприятий по обеспечению устойчивости схемы с операционным усилителем (особенно быстродействующим) важное место занимает его правильный монтаж. Проводники, соединяющие резисторы обратной связи с инвертирующим входом усилителя, должны иметь минимальную длину. При невыполнении этого правила на входе ОУ образуется паразитная емкость, которая при наличии плоскостей заземления может составлять 0,4 пФ на 1 мм проводника. Эта емкость совместно с резисторами обрат