Какие процессы определяют частотные свойства моп транзисторов

Лекция 7 Частотные свойства полевых транзисторов.

Анализируя схему замещения (рис.41) можно определить какие физические параметры полевого транзистора определяют его частотные свойства. В отличие от биполярных транзисторов в полевых транзисторах не происходит накопление заряда, который бы определял частотные свойства. Однако, как видно по схеме замещения имеются паразитные конденсаторы С_зии С_зс,и заряд этих конденсаторов будет влиять на частотные свойства полевого транзистора. Конденсатор С_зивместе с резисторамиr_зиr_иобразуют интегрирующую цепь с постоянной времени τ_з=(r_з+r_и)С_зи, Таким образом, АЧХ полевого транзистора на частоте ω_з= 1/τ_збудет иметь полюс, т. е. на этой частоте АЧХ будет иметь перегиб с наклоном -20 дБ/дек. Но не только паразитные емкости определяют частотные свойства рассматриваемых транзисторов. Так важнейший параметр крутизна –S_Tявляется зависимой от частоты. В первом приближении можно записать в операторной форме

где: S– значение крутизны на постоянном токе, τ_S= 1/ω_S– постоянная времени.

Однако современные топологии, конструкции и технологии позволяют получить транзисторы, работающие не только в мегагерцовом но и в гигагерцевом диапазоне частот.

Некоторые особенности использования полевых транзисторов.

Полевые транзисторы, как и биполярные обычно используют в качестве усилителей напряжения или в качестве ключей.

Рассмотрим построение усилительных каскадов на полевых транзисторах, на рисунке 45 показано включение полевого транзистора в качестве усилителя напряжения. На схеме имеются: транзистор VT, источник сигналаUсиг, сопротивление в цепи стокаRс.

Для того чтобы пояснения носили предметный характер будем использовать транзистор MPF3815, характеристики которого приведены на рисунках 42 и 43.

Анализируя переходную характеристику, приходим к выводу, что для получения минимальных искажений нужно выбрать начальное напряжение на затворе –1В.

Начальное напряжение – напряжение постоянного тока, имеющееся на электроде при отсутствии сигнала.

При этом от источника сигнала можно подавать сигнал амплитудой около 0,5В.

Рис.45. Усилительный каскад на полевом транзисторе.

сли выбрали начальное напряжение на затворе –1В, то по переходной характеристике находим начальный ток стока –Iсн = 0,9 мА. Выберем напряжение источника питания 12В. Теперь выберем величину сопротивления в цепи стока. Для этого примем, что начальное напряжение на стоке равно половине напряжения питания –Uсн =Uп/2 = 6В. С другой стороны напряжение на стоке определяется выражениемUс =Uп –Iс*Rс. Разрешая это выражение относительноRс, и подставляя значения переменных получаемRс = 6700 оМ. Для оценки коэффициента усиления воспользуемся графоаналитическим расчетом приведенным на рис. 46.

Сущность метода состоит в том, что к графику переходной характеристики достраивается график входного сигнала и далее совместный анализ позволяет выполнить построение графика тока стока.

Внижней части рисунка показан график входного сигнала таким образом, что нулевая линия, соответствующая оси времени, расположена на уровне начального напряжения на затвореUзн = -1В. Амплитуда входного сигнала выбрана 0,5В, и это приводит к тому, что входное напряжение равное напряжению на затворе изменяется диапазоне -1,5-0,5В. Восстановив из точек изменения напряжения на затворе перпендикуляры до пересечения с переходной характеристикой, получаем диапазон изменения тока стока 0,641,22 мА. С учетом полученных значений в правой части показан график изменения тока стока во времени. Учитывая, что напряжение на стоке (оно же выходное напряжение) определяется выражениемUс =Uп –Iс*Rс, определимUсмин4,2В иUсмак8,2В.

Определяя коэффициент усиления каскада как Ку = dUвых/dUвх и переходя к конечным приращениям и осуществляя замену переменных, получаем Ку =Uс/Uз = 4/1=4.

Рис. 46. Графоаналитический метод расчета усилительного каскада на полевом транзисторе.

аким образом, при выбранном транзисторе и при выбранном режиме его работы получили усилительный каскад с коэффициентом усиления 4.

Однако возникает вопрос, будет ли работать устройство, схема которого приведена на рис. 45.

Приведенный анализ выполнен исходя из условия наличия начального напряжения на затворе –1В. Однако схемотехнически это не решено. Для получения работоспособной схемы имеется несколько вариантов решения. Первый состоит в том, что между источником сигнала и затвором транзистора включается источник напряжения, имеющий величину равную Uзн. Этот вариант, в принципе, самый лучший (с точки зрения получения требуемых характеристик усилителя), но и самый неудобный, так как он требует наличия источников на самые разные напряжения, и не имеющих гальванической связи с источником питания.

Второй вариант состоит в том, что в цепь истока нужно включить резистор. Начальный ток стока (равный начальному току истока) проходя по этому резистору, создаст на нем падение напряжения равное по величинеUзн. Полярность этого напряжения: + на истоке транзистора и – на общем проводе. Для подачи отрицательного напряжения на затвор относительно истока необходимо между затвором и общим проводом включить резистор, причем величина этого резистора может быть достаточно большой, так как ток затвора практически равен нулю. Рассмотренное схемотехническое решение показано на рис. 47.

Сопротивление в цепи истока определяется выражением Rи =Uзн/Iсн. Сопротивление в цепи затвораRз может быть равным 1 мегом. Конденсатор Свх предназначен для развязки по постоянному току источника сигнала и цепь задания начального состояния транзистора.

Если не устанавливать конденсатор, шунтирующий Rи, то в схему вводится отрицательная обратная связь по току, что приводит к снижению коэффициента усиления.

Рис. 47. Усилительный каскад на полевом транзисторе с p-nпереходом.

онденсатор Свх с резисторомRз образуют дифференцирующую цепь, и конденсатор Си с резисторомRи и сопротивлением канала образуют интегрирующую цепь. Обе указанные цепи являются частотно-зависимыми и их параметры влияют на частотные свойства усилительного каскада.

Рассмотренный пример позволяет сделать вывод, что полевые транзисторы, как и биполярные могут быть использованы в качестве усилителей напряжения самых различных схемотехнических конфигураций.

Рис. 48. Переходная характеристика полевого транзистора структуры МДП с индуцированным каналом.

ругая область применения – использование полевых транзисторов в качестве ключей в цифровых схемах. Так как в цифровых схемах используется однополярное питание, то и элементы которые используем в цифровых схемах должны иметь и напряжение питания, и управляющее напряжение одной полярности (положительные). Из всего ранее рассмотренного многообразия типов полевых транзисторов этим условиям удовлетворяют только МОП транзисторы с индуцированным каналом.

Рис. 49. Ключ на МОП транзисторе

а рис. 45 показана переходная характеристика полевого транзистора структуры МДП со встроенным каналом снятая при напряжении на стокеUс = 5В, из которой видно, что при напряжении затвор – исток равном нулю ток стока тоже равен нулю. Возрастание тока стока возможно только при напряжении на затворе превышающем напряжение отсечки. По приведенной характеристике видно, что напряжение отсечки у данного транзистора равно +2В. Реальное значение тока стока может быть определяется выражениемIс =S*Uз, гдеS– крутизна переходной характеристики. Таким образом из характеристики видно, что при напряжении на затворе 4В ток стока будет иметь величину 100мА. Если в цепи стока установить сопротивление величиной 100 оМ, то напряжение на стоке будет равно практически нулю. Это объясняется тем, что в этом случае на сопротивлении в цепи стока падение напряжения должно быть равноIс*Rс = 100мА*100оМ =10В. Однако напряжение питания 5В и поэтому при таком режиме ток стока будет определяться величиной сопротивления в цепи стока. В этом случае полевой транзистор работает в качестве ключа, подобно насыщенному биполярному транзистору. Схема простейшего транзисторного ключа на МОП транзисторе приведена на рис.49. В качестве источника сигнала используется инвертор (ТТЛ), резисторRз в цепи затвора поставлен для ограничения тока заряда затворной емкости. В большинстве применений величина этого резистора может быть равна нулю.

Полевой транзистор с управляющим p-n переходом: принцип работы и применение

В статье кратко описано устройство полевых транзисторов с управляемым p—n-переходом и приведены схемы их использования. Статья предназначена для ознакомления с транзисторами, а не для подробного изучения их особенностей и схемотехники.

Введение

Идея создания полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом (JFET) принадлежит американским инженерам Джорджу Дейси (George Clement Dacey) и Йену Россу (Ian Munro Ross). В 1953 г. они создали лабораторный образец такого транзистора, однако технологические проблемы производства смогли преодолеть только в 1960 г. — наверное, с этой даты и следует отсчитывать начало внедрения в практику полевых транзисторов с p-n-переходом.

Рис. 1. Схематическое изображение транзисторов с управляющим p-n-переходом

Существуют два типа транзисторов с управляющим p-n-переходом: с p-каналом и n-каналом. Их схематическое изображение показано на рис. 1 , а на рис. 2 представлено упрощенное изображение конструкции n-канального транзистора. В областях, прилегающих к стоку и истоку транзистора, посредством дополнительного легирования созданы повышенные концентрации электронов, что уменьшает сопротивление канала в открытом состоянии.

Рис. 2. Упрощенная конструкция транзистора с управляющим p-n-переходом

Принцип работы полевого транзистора с управляющим p-n-переходом (JFET)

Рис. 3. Принцип работы полевого транзистора на примере n-канального транзистора

Принцип работы полевого транзистора на примере n-канального транзистора иллюстрируется рис. 3 . При управляющем напряжении затвор-исток U _ЗИ = 0 канал находится в проводящем состоянии, основные носители (электроны) обозначены на рис. 3 точками. По мере увеличения напряжения сток-исток U _СИ будет возрастать и ток стока I _C через канал, транзистор работает в омической области.

Дальнейшее увеличение напряжения сток-исток U _СИ приводит к уменьшению свободных электронов, возникает обедненный слой. Область обедненного слоя наиболее велика вблизи стока, поскольку к стоку подключено питающее напряжение и напряженность поля там наиболее высока. Появление обедненного слоя приводит к сужению проводящего канала, поэтому при дальнейшем возрастании напряжения ток увеличивается незначительно, транзистор переходит в область насыщения. Обе области, насыщения и омическая, показаны на вольт-амперной характеристике слева на рис. 3.

Если прикладывать к затвору отрицательное напряжение U _ЗИ , область p-n-перехода расширяется в сторону канала, что приводит к сужению проводящего канала и уменьшению тока через него. При дальнейшем увеличении абсолютного значения напряжения затвора канал полностью перекрывается, проводимость прекращается, транзистор переходит в режим отсечки. Напряжение U _ЗИ , при котором наступает режим отсечки, называется напряжением отсечки U _ОТС .

Рис. 4. Вольт-амперные характеристики полевого транзистора с p-n-переходом при различных управляющих напряжениях U_ЗИ

На рис. 4 показаны вольт-амперные характеристики полевого транзистора с p-n-переходом при различных управляющих напряжениях U _ЗИ и соблюдении соотношений:

Ток стока при управляющем напряжении затвор-исток U _ЗИ = 0 называется начальным током стока I_C₀. В большинстве случаев вольт-амперная характеристика полевого транзистора с p-n-переходом хорошо описывается выражением:

Усиление полевого транзистора характеризуется крутизной G_M, которая определяется из формулы (3) с учетом соотношения (2):

В справочных данных обычно значение крутизны полевого транзистора указывают при U _ЗИ = 0. В этом случае выражение (3) принимает следующий вид:

Преимуществом полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом является высокое входное сопротивление, ток обратно смещенного p-n-перехода очень мал и не превышает нескольких микроампер, но следует учитывать, что при возрастании температуры на 10 °С ток затвора удваивается.

К достоинствам полевого транзистора с управляющим p-n-переходом также относятся отличные частотные свойства. Полевые транзисторы униполярны, в них отсутствуют неосновные носители, а следовательно, и процесс рассасывания неосновных носителей, который заметно ухудшает частотные свойства биполярных транзисторов.

Рис. 5. Схемы включения полевых транзисторов с p-n-переходом: а) с общим истоком; б) с общим затвором; в) с общим стоком

Существуют три схемы включения полевых транзисторов. Все они изображены на рис. 5. Часто используется схема с общим истоком (рис. 5а), которая позволяет усилить мощность сигнала. Схема с общим затвором (рис. 5б) имеет низкое входное сопротивление и не усиливает сигнал, поэтому она применяется редко. Схема с общим стоком или истоковый повторитель (рис. 5в) имеет большое входное сопротивление, но коэффициент усиления напряжения практически равен 1.

Применение полевых транзисторов с p-n-переходом (JFET)

В инженерной практике полевые транзисторы с управляющим p-n-переходом чаще всего применяют в аналоговых трактах совместно с операционными усилителями или в силовых схемах в качестве ключей. Вкратце рассмотрим несколько примеров применения полевых транзисторов с p-n-переходом в практических схемах.

На рис. 6 показана схема фотодиодного усилителя. Полевой транзистор с p-n-переходом используется здесь в качестве повторителя: он изолирует фотодиод от транзистора, поэтому емкость фотодиода приблизительно равная 3000 пФ «отрезается» от инвертирующего входа операционного усилителя, за счет чего заметно возрастает полоса пропускания.

Коэффициент передачи шума в рассматриваемой схеме определяется выражением:

За счет уменьшения входной емкости использование полевого транзистора позволяет также снизить шум схемы. Кроме того, полевой транзистор увеличивает входное сопротивление схемы, следовательно, уменьшает коэффициент усиления входного смещения, который определяется выражением:

Рис. 6. Схема фотодиодного усилителя

Недостаток схемы (рис. 6) заключается в том, что к фотодиоду прикладывается отрицательное напряжение, из-за чего возрастает его темновой ток, который к тому же зависит от температуры. Если пользователей интересует только переменная составляющая сигнала фотодиода, указанным недостатком можно пренебречь. Если же важна и постоянная составляющая сигнала, следует воспользоваться улучшенной схемой фотодиодного усилителя (рис. 7). В этой схеме используются два согласованных полевых транзистора в одном корпусе. Нижний транзистор является источником тока, величина тока задается сопротивлением R2 в цепи истока и выбирается таким образом, чтобы потенциал катода фотодиода был близок к нулю. Для более точной подстройки нулевого смещения можно добавить потенциометры R4 и R6.

Рис. 7. Улучшенная схема фотодиодного усилителя

Полевые транзисторы с p-n-переходом удобно использовать в качестве переменных сопротивлений, управляемых напряжением в схемах усилителя с управляемым коэффициентом усиления, или аттенюаторов. Последний вариант изображен на рис. 8. В этой схеме использован n-канальный полевой транзистор, на его затвор подается напряжение с потенциометра VR1, таким образом задается коэффициент ослабления. Возможно и иное решение, например, в качестве управляющего напряжения вместо потенциометра VR1 можно использовать пульсирующее напряжение, в этом случае мы получим простой и экономичный модулятор.

Рис. 8. Схема аттенюатора

Благодаря использованию карбида кремния (SiC) удалось получить полупроводниковые приборы с широкой запрещенной зоной, а следовательно, с повышенным нормируемым рабочим напряжением, что позволило применять их в силовых преобразователях. Сегодня производятся полевые транзисторы с нормируемым напряжением вплоть до 1700 В.

Рис. 9. Каскод c SiC полевыми транзисторами с p-n-переходом

В силовых преобразователях с полевыми SiC-транзисторами с управляемым p-n-переходом последние строятся по хорошо известной еще с ламповых времен схеме каскода ( рис. 9 ). В этой схеме к относительно дорогостоящему высоковольтному SiC-транзистору добавлен обычный низковольтный недорогой кремниевый MOSFET стоимостью «пятачок на пучок». На этом же рисунке можно видеть описание режимов работы каскода.

Рис. 10. Схема суперкаскода с SiC полевыми транзисторами с p-n-переходом

Увеличения нормируемого рабочего напряжения можно достичь с помощью последовательного включения нескольких полевых SiC-транзисторов с p-n-переходом. На рис. 10 показана образованная таким методом схема суперкаскода с нормируемым напряжением 6500 В. В схеме суперкаскода последовательно соединены пять полевых SiC транзисторов с управляемым p-n-переходом с рабочим напряжением 1700 В.

Исследование нелинейных процессов преобразования частоты в смесителе на МОП-транзисторах с субмикронными топологическими нормами в интенсивной помеховой обстановке Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

СУБМИКРОННЫЕ ТЕХНОЛОГИИ / ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ / СМЕСИТЕЛЬ / МОП-ТРАНЗИСТОР / ИНДУЦИРОВАННЫЙ КАНАЛ / ИНТЕНСИВНАЯ ПОМЕХА / НЕЛИНЕЙНЫЕ ПРОЦЕССЫ / РАСЧЁТ / АЛГОРИТМ / ПРОГРАММА / САПР CADENCE / ПЕРСОНАЛЬНАЯ ЭВМ / KEY WORDS: SUBMICRONIC TECHNOLOGIES / THE FREQUENCY CONVERTER / THE AMALGAMATOR / THE MOP-TRANSISTOR / THE INDUCED CHANNEL / INTENSIVE HINDRANCE / NONLINEAR PROCESSES / CALCULATION / ALGORITHM / THE PROGRAM / CAD CADENCE / THE PERSONAL COMPUTER

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Мушта А. И., Балашов Ю. С., Новосельцева И. В., Дербин Е. A., Андреев Д. Г.

Проанализирован преобразователь частоты при наличии интенсивной помехи на частоте соседнего канала при снятии ограничения на вид вольт-амперной характеристики активного элемента, а также на интенсивности воздействующих (в пределах аппроксимирующей характеристики) колебаний. Рассмотрена реализация преобразовательного процесса при использовании в смесителе МОП-транзистора с субмикронными топологическими нормами

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

RESEARCH OF NONLINEAR PROCESSES OF TRANSFORMATION OF FREQUENCY IN THE AMALGAMATOR ON MOP-TRANSISTORS WITH SUBMICRONIC TOPOLOGICAL NORMS IN THE CONDITIONS OF INTENSIVE HINDRANCES

The converter of frequency in the presence of an intensive hindrance on frequency of the next channel is analysed at restriction removal by sight volt-ampernoj of the characteristic of an active element, and also on intensity influencing (within the approximating characteristic) fluctuations. Realisation of converting process is considered at use in the amalgamator of the MOP-TRANSISTOR with submicronic topological norms

Текст научной работы на тему «Исследование нелинейных процессов преобразования частоты в смесителе на МОП-транзисторах с субмикронными топологическими нормами в интенсивной помеховой обстановке»

УДК 378.1 + 53.072 : 681.3

ИССЛЕДОВАНИЕ НЕЛИНЕЙНЫХ ПРОЦЕССОВ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ В СМЕСИТЕЛЕ НА МОП-ТРАНЗИСТОРАХ С СУБМИКРОННЫМИ ТОПОЛОГИЧЕСКИМИ НОРМАМИ В ИНТЕНСИВНОЙ ПОМЕХОВОЙ ОБСТАНОВКЕ

А.И. Мушта, Ю.С. Балашов, И.В. Новосельцева, Е.А. Дербин, Д.Г. Андреев, А.М. Сумин

Ключевые слова: субмикронные технологии, преобразователь частоты, смеситель, МОП-транзистор, индуцированный канал, интенсивная помеха, нелинейные процессы, расчёт, алгоритм, программа, САПР Cadence, персональная ЭВМ

Постановка задачи Эффективность обработки колебаний, осуществляющая преобразование частоты в широкодиапазонном тракте в значительной мере определяется внеполосными помехами при их высокой (порядка 60-80 dB) интенсивности. В таком существенно нелинейном процессе важной является задача определения уровня порождаемой помеховой компоненты, совпадающей по частоте с значением промежуточной частоты. Борьба с такой «паразитной промежуточной» составляющей спектра после завершения процедуры преобразования колебаний становится принципиально невозможной. Общность подхода решения задачи предполагает задание динамической характеристики транзистора в общем виде, а уровни воздействующих напряжений, включая помеховую компоненту,-произвольными в пределах аппроксимирующей характеристики смесителя.

Исходные условия. В установившемся режиме ко входу смесителя приложено воздействие

x(t) = X0 + Хг cos (© t + ф1) + Хс cos (©с t + ф2) +

+ Хп cos (© t + фз), (1)

где X 0 — постоянная составляющая приложенного напряжения, Хг, Хс, Хп; ©г, ©с, ©п и ф1, ф2, ф3 — амплитуды, частоты и начальные фазы колебаний с частотами гетеродина, сигнала, помехи соответственно. При этом частота колебаний помехи равна номинальной частоте ближайшего (первого) соседнего канала. В выражении (1) величина полезного сигнала имеет порядок, определяемый чувствитель-

Мушта Александр Иванович — ВГТУ, канд. техн. наук, профессор, тел. 89610285069

Балашов Юрий Степанович — ВГТУ, д-р физ.-мат. наук, профессор, тел. (4732) 92-94-45 Новосельцева Ирина Владимировна — ООО «Micro Design», ведущий специалист, тел. (4732) 77-27-28 Дербин Евгений Александрович — ВГТУ, студент, тел. 89507798380

Андреев Дмитрий Геннадиевич — ВГТУ, студент, тел. 89204202713

Сумин Андрей Михайлович — ВГТУ, инженер, тел. 89507569338

ностью ПРМ и коэффициентом передачи тракта радиочастоты. Величина превышения полезного сигнала помехами определяется требуемым значением интермодуляционной избирательности.

Амплитуды колебаний с частотами гетеродина, помехи могут изменяться в широких пределах с учётом аппроксимирующей в интервале Х нелинейной характеристики смесителя

которая допускает разложение в ряд Тейлора на всём интервале, включая его концы.

Определим основные аналитические соотношения, связывающие вид характеристики (2), параметры воздействия (1) с комбинационной составляющей промежуточной частоты, образованной в условиях действия помех

Основные соотношения. Пусть для определённости Юс > Юр.

В соответствии с [1] с учётом характеристики (2) и воздействия (1) искомый спектр отклика, представленный в символической форме, можно записать в виде

у j (P:^r + p2mc + pз^п У* >

модифицированная функция Бесселя 1 рода р-го порядка.

Метод определения спектрального состава основан на применении ряда Тейлора, представленного в символической форме в виде экспоненциальных функций. Раскрытие сумм в выражении (3) с учётом свойства модифицированных функций Бесселя 1+р (7) = 1-р (7) [2] позволяет освободиться от отрицательных значений р1 (1 = 1, 2, 3), а учёт формул Эйлера [3], связывающих экспоненциальную и тригонометрическую функции, при наличии гармонической помехи на частоте соседнего канала приводит к выражению комбинационной компоненты промежуточной частоты в виде (4) :

Постоянная составляющая тока истока в анализируемом процессе обработки колебаний описывается выражением

= I „ Г dx„ • і „ X c dx „ • I „ 1 k

Аппроксимация характеристик МОП-транзисторов. Предварительно в САПР Cadence с использованием субмикронной технологии 18„ nm проводилось схемотехническое моделирование характеристик МОП-транзисторов с субмикронными топологическими нормами при вариации параметров канала l/w (длина/ширина). Для проведения анализа был выбран транзистор с индуцированным каналом n-типа.

Рис. 1. МОП-транзистор п-типа с обедненной областью и индуцированным каналом при положительном напряжении затвор-исток (УОБ)

Схема измерения сток-затворной характеристики представлена на рис.2.

Рис.2 — Схема измерения сток-затворных характеристик МОП-транзисторов

Методика измерения следующая: подключается источник постоянного напряжения УЭС (У3), выполняющий функцию регулируемого источника напряжения смещения для транзистора. Значение напряжения (начальное) составляет 0В. Это выбра-

но в связи с тем, чтобы провести параметрический анализ во всем диапазоне изменения напряжения смещения для транзистора. Подключается источник постоянного напряжения ‘УгЭС=100мВ (V4) между стоком и истоком транзистора; подключается нагрузочный резистор r1 в цепь стока. Последнее необходимо для того, чтобы снять значение тока, протекающего в цепи стока, так как в структуре транзистора начальная нагрузка не предусмотрена.

Для различных значений отношений длины канала к ширине канала МОП-транзистора получено семейство сток-затворных характеристик. Найденные с применением САПР Cadence табличные значения напряжений и токов МОП-транзисторов использовались для аппроксимации сток-затворных характеристик МОП-транзисторов полиномами Чебышева 1„-й степени по методу наименьших квадратов [1]. Расчёт проведён с привлечением программы MathLab для проведения расчёта коэффициентов. В программе MathLab используемся методом polyval, класса polynom, который позволяет вычислить вектор значений заданного полинома по заданному вектору значений его аргумента. В классе polynom объектом будет полином, т. е. функция одной переменной (например, х) вида p(x) = an*xn + . + a2*x2 + a1*x + a„. Очевидно, полином как функция целиком определяется указанием целого положительного числа n, которое задает наибольший показатель степени аргумента, коэффициент при котором не равен нулю (an не равно нулю), и вектора длиною n+1 из его коэффициентов с = [ an . a2 a1 a„].

Значения коэффициентов полинома для различных соотношений l/w МОП-транзистора

l/w = 180nm/2u l/w =180nm /280nm l/w = L8u/280nm a і

-74770 2.6662 -0.0327 a0

47.2085 -16.9693 0.1182 a1

-132.3207 47.9950 -0.0889 a2

217.1249 -79.4669 -0.2497 as

-231.2652 85.3328 0.6884 a4

167.2402 -62.1225 -0.8044 a5

a„-83.2195 31.0660 0.5527 a,

28.1516 -10.5424 -0.2380 ay

-6.1980 01.02.46 0.0634 as

0.8022 -0.3009 -0.0096 a9

-0.0464 0.0174 0.0006 a10

Алгоритм и программа расчёта тока промежуточной частоты. Программа должна позволять проведение оценки преобразования частоты в многокритериальной ситуации: характеристика смесителя может быть задана в общем виде, допустимы вариации уровня смещения на затворе транзистора, а также перменными, в общем случае, являются величины

N 1=1..35, М1(1)=1..35, М2(1)=1..35, М3(1)=1..35 1 М8(1)=1..35, Т(1)=1..35, Т§(1)=1..35, и0=0.51, ию1=0.000005, Ш2=0.1, ию3=0.005, и0шах=0.8. Аи=0.02

3 М1(1)=0, М2(1)=0, М3(1)=0

Рис.3. Алгоритм расчёта комбинационной компоненты промежуточной частоты преобразователя на активном элементе с произвольной вольт-амперной характеристикой при наличии интенсивной гармонической помехи на частоте соседнего канала

напряжений гетеродина, сигнала и внеполосной гармонической помехи произвольного (в пределах заданной динамической характеристики транзистора) уровня. Обратимся к случаю преобразования час

тоты при использовании смесителей на МОП-транзисторах, аппроксимированные сток-затворные характеристики которых были приведены выше. При вычислениях тока стока количество используе-

мых в выражении (4) комбинаций параметров шь т2, ш3 зависит от степени аппроксимируещего полинома. При степени полинома, равной 10, таких комбинаций 35. Комбинации параметров (ш1, ш2, ш3 ) и соответствующий им порядок производной М8(!)

аппроксимирующей функции сток-затворной характеристики МОП-транзистора в выражении спектральной компоненты промежуточной частоты определяются согласно табл. 2.

I 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22

m1(I) 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1

m2(I) 0 0 0 0 0 1 1 1 1 2 2 2 3 3 4 0 0 0 0 1 1 1

тз(І) 0 1 2 3 4 0 1 2 3 0 1 2 0 1 0 0 1 2 3 0 1 2

Мs(I) 2 4 6 8 10 4 6 8 10 6 8 10 8 10 10 4 6 8 10 6 8 10

I 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35

m1(I) 1 1 1 2 2 2 2 2 2 3 3 3 4

m2(I) 2 2 3 0 0 0 1 1 2 0 0 1 0

m3(I) 0 1 0 0 1 2 0 1 0 0 1 0 0

М*® 8 10 10 6 8 10 8 10 10 8 10 10 10

Структуру построения процедуры проведения расчётов комбинационной компоненты тока промежуточной частоты при фиксированных величинах напряжений гетеродина, полезного сигнала и помехи, переменном значении напряжения смещения иллюстрирует алгоритм (рис.3).

Если необходимо рассчитать суммарный ток Тб для случая, когда смещение и0 остается постоянным, а амплитуда напряжения принимаемого сигнала ию2 при этом — величина переменная, в алгоритме требуется внести следующие изменения. В блоке 1 убрать параметр и0тах и ввести параметр ит2шах. В блоке 40 вместо равенства и0=и0+Ди ввести равенство ию2= и„2+Ди. В блоке 41 вместо неравенства и0

Если необходимо рассчитать суммарный ток Тб для случая, когда смещение и0 остается постоянным, амплитуда напряжения принимаемого сигнала ию2 также остается постоянной, а амплитуда напряжения гетеродина июі при этом — величина переменная, в алгоритме требуется внести следующие изменения. В блоке 1 убрать параметр и0шах и ввести параметр иЮ1тах. В блоке 40 вместо равенства ио=ио+Ди ввести равенство ию1= ию1+Ди. В блоке 41 вместо неравенства и0

Наконец, если необходимо рассчитать суммарный ток Т8 для случая, когда смещение Щ, амплитуда напряжения принимаемого сигнала ию2, амплитуда напряжения гетеродина иШ1 остаются постоянными, а амплитуда гармонической помехи на частоте первого соседнего канала ию3 при этом -величина переменная, в алгоритме требуется внести следующие изменения. В блоке 1 убрать параметр Щшах и ввести параметр ию3шах. В блоке 40 вместо равенства и0=и0+Ди ввести равенство ию3= ию3+Ди. В блоке 41 вместо неравенства и0
i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

«Алгоритм расчёта комбинационной компоненты преобразователя частоты на активном элементе с произвольной вольт-амперной характеристикой при наличии интенсивной гармонической помехи на частоте соседнего канала» зарегистрирован в Государственном информационном фонде неопубликованных документов [4].

«Программа расчёта комбинационной компоненты промежуточной частоты преобразователя на активном элементе с произвольной вольт-амперной характеристикой при наличии интенсивной гармонической помехи на частоте соседнего канала» разработана в среде Borland Delphi 7.0. Программа предназначена для реализации на персональных компьютерах типа IBM PC Pentium/AMD, работающих под управлением операционной системы MS Windows NT2000/XP/2003/Vista. Программа зарегистрирована в Государственном информационном фонде неопубликованных документов [5].

Минимально возможная конфигурация компьютера для установки и запуска:

— процессор Pentium 166ММХ;

— оперативная память 32 Мб;

— свободное пространство на жестком диске 1 Мб;

— графический адаптер SVGA с видеопамятью 1024 Кб (поддерживающий разрешение не хуже 1024*768*16 цветов);

— цветной монитор SVGA.

Характеристики компьютера, рекомендуемые для эффективной работы:

— процессор Pentium 500 и выше;

— оперативная память 128 Мб;

— свободное пространство на жестком диске 30 Мб;

— графический адаптер SVGA с видеопамятью 2 Мб или более (поддерживающий разрешение не хуже 1024*768, High Color);

Минимально возможная конфигурация компьютера для установки и запуска:

— процессор Pentium 166ММХ;

— оперативная память 32 Мб;

— свободное пространство на жестком диске 1 Мб;

— графический адаптер SVGA с видеопамятью 1024 Кб (поддерживающий разрешение не хуже 1024*768*16 цветов);

— цветной монитор SVGA.

Характеристики компьютера, рекомендуемые для эффективной работы:

— процессор Pentium 500 и выше;

— оперативная память 128 Мб;

— свободное пространство на жестком диске 30 Мб;

— графический адаптер SVGA с видеопамятью 2 Мб или более (поддерживающий разрешение не хуже 1024*768, High Color);

— цветной монитор SVGA с размером диагонали экрана 17’’ и более.

Результаты расчёта комбинационной компоненты в помеховой обстановке l/w=180 nm/2 u а)

при итс=5 mkV, итг=100 mV, UmH=5 mV

Рис. 5. Зависимости тока стока транзистора от напряжения полезного сигнала при итг=100 шУ, итп=5 шУ

Рис. 6. Зависимости тока стока транзистора от напряжения помехи при итс=5 шкУ, итг=100 шУ, ио=0,65 У

Определение вклада помеховой компонеты входного сигнала в интенсивность колебания промежуточной частоты. Пусть характеристика смесителя преобразователя частоты описывается выражением (2), исходные условия аналогичны (1) с учётом отсутствия помехи. Тогда выражение спектральной составляющей промежуточной частоты аналогично (4) можно привести к виду

где X 0 — постоянная составляющая приложенного напряжения, Хг, Хс, Ю-, юс и ф1, ф2 — амплитуды, частоты и начальные фазы колебаний с частотами гетеродина, сигнала, помехи соответственно.

Комбинации параметров (ш1, ш2, ш3 ) и

соответствующий им порядок производной М8(1) аппроксимирующей функции сток-затворной характеристики МОП-транзистора в выражении спектральной компоненты промежуточной частоты (6) определяются согласно табл. 3

I 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

m1(I) 0 0 0 0 0 1 1 1 1 2 2 2 3 3 4

m2(I) 0 1 2 3 4 0 1 2 3 0 1 2 0 1 0

М8(!) 2 4 6 8 10 4 6 8 10 6 8 10 8 10 10

«Алгоритм расчёта комбинационной компоненты промежуточной частоты преобразователя частоты на активном элементе с произвольной вольт-амперной характеристикой смесителя» зарегистрирован в Государственном информационном фонде неопубликованных документов [6]. Соответствующая ему программа расчета спетральной составляющей промежуточной частоты разработана в среде Вог1аМ Бе1рЫ 7.

Это позволило вычислить зависимости, аналогичные приведённым выше, и, сравнивая полученные результаты для случаев наличия помехи на частоте соседнго канала и при её отсутствии, определить влияние помеховой на входе смесителя компоненты на интенсивность спектральной составляющей преобразованной частоты. Отдельные результаты анализа приведены ниже.

Рис. 7. Зависимости разности токов стока транзистора для случаев наличия помехи (UmH=5 mV) и при её отсутствии от напряжения смещения при итс=5 mkV, итг=100 mV

Обсуждение результатов. В помеховой обстановке рассмотрено преобразование частоты при снятии ограничений на вид вольт-амперной характеристики активного элемента и интенсивность воздействующих на вход смесителя колебаний.

С использованием метода, основанного на применении ряда Тейлора, представленного в символической форме в виде экспоненциальных функций, приведены необходимые компоненты спектрального состава. В САПР Cadence для субмикронной технологии 180 nm проведено схемотехническое моделирование и аппроксимация полиномами Чебышева 10-й степени по методу наименьших квадратов сток-затворных характеристик МОП-транзисторов с индуцированным каналом n-типа с субмикронными топологическими нормами при вариации параметров канала.

Разработаны алгоритмы и на алгоритмическом языке высокого уровня Borland Delphi 7 написаны программы расчёта преобразовательного процесса на МОП-транзисторах, включая случаи наличия и отсутствия интенсивной гармонической помехи на на входе смесителя. Это позволило оценить уровень «помеховой части» тока преобразованной компоненты промежуточной частоты. Проведён ком-

плекс вычислительных работ процесса преобразования частоты при вариации параметров канала (длина/ширина), положения рабочей точки смесителя, величин полезного сигнала, колебания гетеродина, интенсивности помехи.

Далее условно будем считать, что если длина канала (l) транзистора составляет менее 1 um, то это

короткоканальный [Ък]-транзистор, а при L > 1 um —

длинноканальный [Ъ^-транзистор, если ширина канала (w) транзистора составляет менее 1 um, то это узкоканальный ^у]-транзистор, а при w > 1 um —

ширококанальный [W^-транзистор. С учётом допущений обозначения исследуемые каналы транзисторов выглядят так: LкWш (канал короткий, широкий; LкWу (канал короткий, узкий; LdWу (канал длинный, узкий).

При изменении постоянного напряжения смещения на затворе транзисторов каналы LкWш и L¿Wy приводят к спадающему характеру выходного тока,

при этом ток стока в канале Lc^ примерно на два

порядка меньше, чем в канале LкWш• Такая зак°н°-мерность сохраняется и при анализе влияния других

воздействующих колебаний. Ток в канале LjjWy,

имея такой порядок величины, как и в канале LgW^

характеризуется минимумом при ио ~ 0.57V, а далее растёт при увеличении напряжения смещения.

При увеличении напряжения полезного сигнала ток стока растёт линейно, что объясняется малым уровнем воздействующего колебания в реальных преобразователях частоты, напр., радиоприёмных стройств. При этом важным оказывается выбор рабочей точки смесителя в зависимости от используемого типа канала транзистора.

Увеличение напряжения гетеродина, как и следовало ожидать, приводить к увеличению эффективности преобразовательного процесса.

При увеличении помехи от 60 dB до 80 dB за счёт роста уровня «помеховой части» тока преобразованной компоненты промежуточной частоты ток

Воронежский государственный технический университет ООО «Micro Design» г. Воронеж

стока транзисторов увеличивается примерно на 6% при использовании каналов Ьк^ш и Ь,^у, и примерно на 10% — канала Ь^у.

При фиксированных значениях воздействующих на затвор напряжений присутствие помехи порождает наименьший вклад в преобразованную компоненту промежуточной частоты в смесителе на транзисторе с каналом Ь,^у.

1. Басик И.В. Сб научных трудов ЦНИИС МС. М.: Гос. изд-во по вопросам связи и радио, 1948, с. 69.

2. Андре Анго. Математика для электро- и радиоинженеров. М.: Наука, 1967.

3. Бронштейн И. Н., Семендяев К. А. Справочник по математике для инженеров и учащихся втузов. М.: Наука, 1965.

4. Ю.С. Балашов, А.И. Мушта, И.В. Новосельцева, Д.Г. Андреев, Е.А. Дербин. Алгоритм расчёта комбинационной компоненты преобразователя частоты на активном элементе с произвольной вольт-амперной характеристикой при наличии интенсивной гармонической помехи на частоте соседнего канала. М: Государственный информационный фонд неопубликованных документов. Номер государственной регистрации 5020090086 от 5 августа 2009 г.

5. Ю.С. Балашов, А.И. Мушта, И.В. Новосельцева, Е.А. Дербин, Д.Г. Андреев. Программа расчёта комбинационной компоненты преобразователя частоты на активном элементе с произвольной вольт-амперной характеристикой при наличии интенсивной гармонической помехи на частоте соседнего канала. М: Государственный информационный фонд неопубликованных документов. Номер государственной регистрации 5020091021 от 20 октября 2009 г.

6. Ю.С. Балашов, А.И. Мушта, И.В. Новосельцева, Д. Г. Андреев, Е.А. Дербин. Алгоритм расчёта комбинационной компоненты преобразователя частоты на активном элементе с произвольной вольт-амперной характеристикой смесителя. М: Государственный информационный фонд неопубликованных документов. Номер государственной регистрации 5020091022 от 22 октября 2009 г.

RESEARCH OF NONLINEAR PROCESSES OF TRANSFORMATION OF FREQUENCY IN THE AMALGAMATOR ON MOP-TRANSISTORS WITH SUBMICRONIC TOPOLOGICAL NORMS IN THE CONDITIONS OF INTENSIVE HINDRANCES A.I. Mushta, J.S. Balashov, I.V. Novoseltseva, E.A. Derbin, D.G. Andreev, A.M. Sumin

Key words: Submicronic technologies, the frequency converter, the amalgamator, the MOP-TRANSISTOR, the induced channel, intensive hindrance, nonlinear processes, calculation, algorithm, the program, CAD Cadence, the personal COMPUTER

Полевые транзисторы

Первый полевой транзистор был изобретен Юлий Эдгаром Лилиенфельдом – австро-венгерским ученым-физиком, посвятившим большую часть жизни изучению транзисторного эффекта. Случилось это в 1928 году, однако первая технология изготовления транзисторов не позволяла физически реализовать этот радиоэлемент в промышленности. Первый работающий полевой транзистор с изолированным затвором, согласно трудам Лилиенфельда, произвели в США лишь в 1960 году. За 7 лет до этого была предложена другая технология изготовления полевого транзистора на базе управляющего p-n перехода (МОП транзистор). На основе трудов Вальтера Шоттки в 1966 году американский инженер Карвер Андресс Мид предложил новый тип транзисторов с использованием барьера Шоттки. В 1977 году было установлено, что применение полевых транзисторов в вычислительной технике значительно повышает расчетные мощности электронных устройств, что положило начало разработок компьютерных процессоров и логических микросхем на основе полевого транзистора. Более корректным названием полевого транзистора является униполярный транзистор (управляемый одним электрическим полем), однако в народе это название не прижилось.

Физические основы работы полевого транзистора

Полевым (униполярным) транзистором называют электронное устройство, в основе которого лежит принцип использования зарядов только одного знака, т.е. электронов или дырок. Управление током в полевых транзисторах осуществляется изменением проводимости канала под действием электрического поля, а не потенциала напряжения, что является основным отличием полевого транзистора от биполярного. По способу создания канала различают полевые транзисторы с p-n переходом, встроенным каналом и индуцированным каналом. Транзисторы с встроенным и индуцированным каналом так же относятся к разновидности МДП транзисторов.

Устройство полевого транзистораа – с p-n переходом; б – с изолированным затвором и встроенным каналом; в – с изолированным затвором и индуцированным каналом.

Работа полевых транзисторов основана на движении основных носителей в полупроводнике.

Полевой транзистор с p-n переходом.

Данный транзистор состоит из основного канала полупроводника n-типа, изготовленного из пластины кремния с омическими выводами с каждого конца. Канал образован методом диффузии (введением легированного материала) и образует тончайший слой с дырочной проводимостью. Канал заключен между двумя электродами p-типа, соединенными между собой. Таким образом, n-канал образует два p-n перехода, расположенных параллельно направлению тока. Вывод, через который поступают носителя заряда, называют истоком (И), а электрод, откуда заряд вытекает – стоком (С). Оба p-слоя электрически связаны между собой и имеют внешний электрод, называемый затвором (З). Существуют два типа канала. Положительный заряд протекает через канал с p проводимостью, а отрицательный заряд проходит через канал с n проводимостью. На рисунке ниже представлен полевой канал с отрицательной проводимостью, управляемый полем положительной полярности. В данном случае через канал от истока к стоку передвигаются электроны. Подобную конструкцию имеют и полевые транзисторы с каналом p типа.

Управляющее или входное напряжение (Uзи) подается между затвором и истоком. Это напряжение для обоих p-n переходов является обратным. В выходную цепь, в которую так же входит канал транзистора, подключается напряжение Uси положительным полюсом к стоку.

Способность управления транзистором объясняется тем фактором, что при изменении напряжения Uзи будет изменяться ширина p-n переходов, которые представляют собой участки в полупроводнике, которые обеднены носителями заряда. Так как p-слой c меньшим сопротивлением имеет большую концентрацию примесей по сравнению с n-слоем, то управление изменением ширина канала происходит за счет более высокоомного n-слоя. При этом изменяется сечение, и проводимость токопроводящего канала (Ic – ток стока) от истока к стоку.

Особенность работы полевого транзистора заключается во влиянии напряжения Uзи и Uси на проводимость канала. Влияние подводимых напряжений отображает рисунок ниже.

А) напряжение прикладывается только к входной управляющей цепи. Изменение Uзи управляет сечением канала по всей ширине, однако, выходной ток Ic=0 из-за отсутствия напряжения Uси.

Б) Присутствует только напряжение канала, управляющее напряжение отсутствует и начинает протекать ток Ic. Создается падение напряжения на стоковом электроде, в результате пропускная способность канала сужается и при некотором значении границы p-n переходов смыкаются. Повышается внутреннее сопротивление канала и ток Ic далее не способен проходить.

В) В этом варианте на рисунке показано суммарное значение напряжений, когда канал напряжения Uси заперт малым управляющим напряжением Uзи. При подаче этого напряжения происходит расширение n области и начинает протекать ток Ic.

Полевой транзистор с изолированным затвором (МДП и МОП)

В этих транзисторах затворный электрод отделен от канала тонким изолирующим слоем из окиси кремния. Отсюда другое название этих транзисторов – МОП-транзисторы (структура металл – окисел — полупроводник). Наличие диэлектрика обеспечивает высокое входное сопротивление рассматриваемых транзисторов. Проникновения управляющего поля в канал не затруднено, но ток затвора сильно уменьшается и не зависит от полярности приложенного напряжения к затвору. МДП-транзисторы (структура металл – диэлектрик — полупроводник) выполняют из кремния. Принцип действия МДП-транзисторов основан на эффекте изменения проводимости приповерхностного слоя полупроводника на границе с диэлектриком под воздействием поперечного электрического поля.

Каналы полевых МДП транзисторов могут быть обедненного (б — встроенный канал) и обогащенного типа (в — индуцированный канал), (см. рисунок устройства полевого транзистора).

— По встроенному каналу течет ток Iс при отсутствии напряжения Uзи. Его значением можно управлять в сторону уменьшения, подав положительное напряжение Uзи, если транзистор с p-каналом и отрицательное напряжение, если транзистор с n-каналом. Другими словами – закрыть транзистор управляющим обратным напряжением.

— В индуцированном канале, если отсутствует напряжение Uзи ток между стоком и истоком очень мал. При подаче управляющего напряжения ток Iси увеличивается.

Итак, управляющее напряжение при его подаче на затвор транзистора с встроенным каналом – закрывает транзистор, в индукционном канале — открывает транзистор.

Вольт — амперная и сток — затворная характеристики полевого транзистора

ВАХ полевого транзистора определяет его выходные (стоковые) характеристики, а так же содержит информацию о его свойствах в различных режимах работы. Кроме того ВАХ отображает связь параметров между собой. По графику можно определить некоторые параметры, не документированные в описании к транзистору, произвести расчеты уровня напряжения цепей смещения (Uзи), стабилизацию режима, а так же дать оценку работы полевого транзистора в широком диапазоне токов и напряжений.

На рисунке слева показан пример стоковой характеристики полевого транзистора с p-n переходом и каналом p-типа при различных фиксированных управляющих напряжениях Uзи. Графики отображают зависимость тока стока (Ic) от напряжения сток – исток (Uси). На каждой из этих кривых присутствуют 3 характерные области:

1. Сильная зависимость тока Ic от напряжения Uси (участок до штрих — пунктирной линии). Эта часть определяет период насыщения канала до напряжения Uси нас, при котором транзистор переходит в закрытое (открытое) состояние. Чем выше управляющее напряжение смещения Uзи, тем раньше закроется (откроется) полевой транзистор.

2. Слабая зависимость тока Ic, когда канал насыщается до своего максимального значения и переходит в постоянно закрытое (открытое) состояние.

3. В момент, когда напряжение Uси превышает предельно допустимое для полевого транзистора, наступает необратимый электрический пробой p-n перехода. Полевой транзистор при этом выходит из строя.

Сток-затворная характеристика показывает зависимость Ic от напряжения между затвором и истоком.

Напряжение на затворе, при котором ток стока стремится к нулю, является очень важной характеристикой полевого транзистора. Оно соответствует напряжению запирания прибора по цепи затвора и называется напряжением запирания или напряжением отсечки.

Условные графические изображения полевых транзисторов в электрических схемах выглядят следующим образом.

Где полевой транзистор:

а – с p-n переходом и p-каналом;

б — с p-n переходом и n-каналом;

в – со встроенным p-каналом обедненного типа;

г – со встроенным n-каналом обедненного типа;

д – с индуцированным p-каналом обогащенного типа;

е – с индуцированным n-каналом обогащенного типа;

ж – p-типа (в) и выводом от подложки;

з – p-типа (д) и выводом от подложки

Европейское обозначение контактов: gate – затвор, drain – сток, source – исток, tab – подложка (зачастую в неизолированных транзисторах является стоком).

Основные технические характеристики полевого транзистора

Современные полевые транзисторы характеризуются основными характеристиками, температурными характеристиками и электрическими характеристиками при температуре до +25 градусов на подложке (истоке). Кроме того, существуют статические и динамические характеристики полевых транзисторов, определяющие максимальные показатели при их применении в частотных сигналах. На частотные характеристики следует обращать особое внимание при использовании транзисторов в генераторах, модуляторах, импульсных блоках питания, современных цифровых усилителях класса D и выше. Частотные свойства определяются постоянной времени RC-цепи затвора, определяющей скорость запирания / отпирания канала. У полевых транзисторов с изолированным затвором (МОП и МДП) входная емкость значительно меньше полевых транзисторов с p-n переходом, что дает возможность применять их в высокочастотной аппаратуре.

К основным характеристикам полевых транзисторов относятся:

Vds (Vdss) или Uси max – определяет максимально допустимое значение напряжения между истоком и стоком;

Id или Ic – максимально допустимый ток стока, проходящий через открытый канал транзистора;

Rdc(on) – сопротивление канала между затвором и истоком (обычно указывается совместно с управляющим напряжением Uзи или Vgs).

Iз ут или Igss – ток утечки затвора при заданном напряжении между затвором и остальными выводами, замкнутыми между собой.

Pd или Pmax – максимальная рассеиваемая мощность транзистора при температуре, как правило, +25 градусов.

Тепловые параметры полевого транзистора определяют устойчивость его характеристик при работе в диапазоне температур, так как при изменении температуры свойства полупроводниковых материалов изменяются. От температуры сильно зависит значение Ic , крутизны и тока утечки затвора.

Tj или Тmax – температура разрушения кристалла подложки, соответствующая максимально допустимой рабочей температуре

Tstg или Тmin – минимальная отрицательная температура, при которой соблюдаются основные паспортные параметры транзистора

Отличительной особенностью работы полевых транзисторов в сравнении с биполярными является очень низкий коэффициент шума или Кш. Данный коэффициент мало влияет от напряжений сток – исток, тока стока, а так же температуры работы транзистора (до +50 градусов).