Как перевести микровольты в коэффициент шума чувствительность

Коэффициент шума и логарифмические усилители Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Сотников Александр, Гилберт Барри

Время от времени автору задают вопросы относительно коэффициента шума логарифмических усилителей. Представляет ли этот параметр интерес при стандартном использовании логарифмических усилителей для измерения мощности, решать пользователю. Однако при использовании логарифмического ограничивающего усилителя в сигнальном тракте (в системах с фазовой или частотной модуляцией) коэффициент шума, несомненно, важен, поскольку он является характеристикой, определяющей чувствительность приемника. Таким образом, при оценке пользователем показателей системы данный параметр должна фигурировать в перечне учитываемых параметров. Настоящая статья адресована пользователям и специалистам по применению логарифмических усилителей.

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Текст научной работы на тему «Коэффициент шума и логарифмические усилители»

Барри ГИЛБЕРТ (Barrie GILBERT) Перевод: Александр СОТНИКОВ

Шум в логарифмических усилителях

Полупроводниковые, полностью калиброванные логарифмические усилители (log amps), передовым производителем которых в последние 20 лет является компания Analog Devices, отлично подходят для использования в качестве ВЧ измерительных элементов в диапазоне от частот, близких к нулю, до 12 ГГц. Их особая ценность обуславливается широким «динамическим» диапазоном и способностью выдавать измеренные величины прямо в децибелах. Они обладают хорошей температурной стабильностью и крайне малым отклонением передаточной характеристики от логарифмического закона.

В этой статье внимание будет сосредоточено на некоторых ограничениях, которые накладывают базовые механизмы возникновения шумов в логарифмических усилителях. И, как и всегда при углублении в суть вопроса, нам потребуется совершить некоторые отступления от основной темы обсуждения.

Логарифмические усилители можно разделить на три основных типа, хотя, с точки зрения их использования для измерения мощности ВЧ-сигналов, нас будут интересовать, в основном, только два. Вот на них мы и остановимся.

Усилители, основанные на многокаскадной схеме усиления и прогрессивном ограничении (технологии прогрессивной компрессии)

Такие усилители обеспечивают характеристику, являющуюся близкой кусочно-линейной аппроксимации логарифмической функции. Некоторые из них имеют выход сигнала с последнего каскада ограничивающего

и логарифмические усилители

усилителя, который используется для извлечения информации о временной структуре (для сигналов с частотной или фазовой модуляцией, а также битовых потоков на видеочастоте). К устройствам этого типа относятся микросхемы AD608, AD640/AD641, обширное семейство AD8306, AD8307, AD8309, AD8310, AD8311, AD8312, AD8313, AD8314, AD8315, AD8316, AD8317, AD8318 и AD8319, а также хорошо согласованные сдвоенные логарифмические усилители, такие как AD8302 (который измеряет и фазу) и ADL5519, имеющий беспрецедентный диапазон измерений от 1 кГц до 10 ГГц.

В состав подобных логарифмических усилителей с прогрессивной компрессией входит ограничитель (детектор), имеющий от 5 до 10 каскадов с малым усилением (от 8 до 12 дБ). Выходы отдельных детекторов суммируются для формирования фильтрованного напряжения, являющегося мерой средней мощности в децибелах. В устройствах, которые имеют выход жестко ограниченного сигнала последнего каскада (например, в микросхемах AD8306/AD8309 с диапазоном 100 дБ), логарифмическое измерение зачастую рассматривается как вспомогательное и называется индикатором уровня принимаемого сигнала (RSSI, received-signal strength indicator).

Устройства на основе усилителей с экспоненциальным законом усиления

Такие устройства (архитектура X-AMP) [2] содержат усилитель с экспоненциальной передаточной характеристикой и типовым диапазоном усиления 60 дБ, к выходу которого подключается одиночный детектор. Отфильтрованный выходной сигнал детектора вычитается из опорного уровня, а полученная разность (сигнал ошибки) накапливается для

формирования напряжения, используемого для регулировки коэффициента передачи усилителя с целью устранения ошибки. Из-за того что усилитель имеет точную экспоненциальную (иногда называемую также линейной) функцию усиления, это напряжение соответствует уровню прикладываемого к входу сигнала, выраженному в децибелах. Если детектор при этом работает по квадратичному закону, то выдаваемое на выход измеренное значение будет эквивалентно мощности (среднеквадратическому значению) приложенного сигнала.

Описанная структура соответствует общей форме усилителя с автоматической регулировкой усиления (AGC, automatic gain control). Таким образом, мы можем называть подобные усилители логарифмическими усилителями с АРУ. К этому типу усилителей относятся микросхемы AD8362, AD8363 и AD8364, причем последние две обеспечивают одновременное измерение и вычисление разности уровней двух входных сигналов. В усилителях данного типа, как правило, сам усиленный сигнал на выход не выдается. Исключение составляет микросхема AD607 (однокристальный супергетеродинный радиоприемник), которая имеет масштабированный в децибелах выход RSSI с диапазоном 100 дБ, а также сигнальные выходы, на которые выдаются I/Q составляющие де-модулированного сигнала промежуточной частоты.

Внутренний шум любой системы — это результат фундаментальной тепловой энергии kT и, следовательно, функция от ее абсолютной рабочей температуры T (k — это посто-

Рис. 1. а) Подключение повторителя напряжения; б) подключение усилителя с обратной связью по току; в) подключение инвертирующего усилителя с фиксированным коэффициентом усиления

янная Больцмана). Особый интерес представляет случай, когда источник — это антенна, шум которой является результатом электромагнитных наводок в сопротивлении свободного пространства, откуда она принимает сигнал. Базовая величина этого сопротивления составляет 377 Ом. Сигнал и шум в равной степени заводятся в систему через первый преобразователь импеданса самой антенны, и затем передаются по линии передачи, импеданс которой равен импедансу после преобразования. Импеданс линии делается таким, чтобы он обеспечивал наибольший КПД по мощности при передаче, например 300 Ом у сбалансированного (двухпроводного или ленточного) фидера или 50 Ом (иногда 75 Ом) у коаксиального кабеля.

Сделаем небольшое отступление. Минимальные потери в коаксиальном кабеле имеют место, если его характеристический импеданс составляет 71 Ом. Если импеданс выше, то потери начинают расти из-за сопротивления уменьшающегося сечения внутреннего проводника; если ниже, то потери возрастают из-за уменьшения диэлектрического слоя. Значение 50 Ом, хоть и не является оптимальным, стало эталонным уровнем сопротивления для измерений, по большей части из-за удобства и по причинам стандартизации. В дальнейшем при указании коэффициента шума будет использоваться именно это значение сопротивления, если иное не будет оговорено особо.

Антенна, являясь источником мощности (а на самом деле, преобразователем электромагнитной энергии в электрическую), имеет комплексный импеданс = Re(ZA)+jIm(ZA).

Несмотря на это, в диапазоне частот (как правило, узком) он имеет чисто резистивный характер. Очевидно, что мощность, которую антенна может передать в разомкнутую цепь, равна нулю, поскольку ток от источника в этом случае поступать не будет. Аналогичным образом, мощность, передаваемая в закороченную, равна нулю, поскольку никакая часть напряжения источника не используется. Теорема передачи мощности показывает, что максимальная мощность поступает от та-

кого источника в нагрузку тогда, когда резистивная часть импеданса нагрузки равна Ra = Re(ZA) (например, 50 Ом для коаксиального кабеля). При подключении повторителя напряжения (рис. 1а) или усилителя с обратной связью по току (рис. 1б) ни один из источников мощности не используется. Однако при подключении инвертирующего усилителя с фиксированным коэффициентом усиления (рис. 1в) и резистора обратной связи Rf сопротивление Rin становится равным Ra при Rf = Ra(1+Av), что дает коэффициент шума V(2+AV)/(1+AV).

К коэффициенту шума логарифмических усилителей, предназначенных для измерения мощности ВЧ-сигнала (часто называемых просто ВЧ-детекторами), обычно не предъявляют чересчур жесткие требования. Вместо этого при проектировании первого каскада усиления основной упор делается на минимизацию спектральной плотности напряжения шума (VNSD, voltage-noise spectral density). Данная величина обычно составляет несколько нВ/^Гц, и именно с ее помощью описываются шумовые характеристики усилителя. Типичное среднеквадратическое значение шума, получаемое при интегрировании VNSD по всей полосе входных ВЧ-сигналов логарифмического усилителя (а не по полосе после детектирования, или так называемой видеополосе), составляет десятки микровольт. Перевести внутренний шум устройства в уровни мощности (то есть в величины децибел относительно 1 мВт, дБм) можно только после того, как это напряжение будет приведено к импедансу на входе. Проинтегрированное шумовое напряжение задает границу для наименьшего входного напряжения, которое можно достоверно измерить, и, следовательно, косвенным образом для минимальной мощности сигнала.

На рис. 2 показано, как эта нижняя граница динамического диапазона может быть переведена в мощность при различных значениях импеданса. Масштаб графика равен 20 мВ/дБ (400 мВ на декаду). Обратите внимание на то, что приведенный отклик соответствует синусоидальному входному сигналу.

Уровень входного сигнала 0 дБВ соответствует входной синусоиде, имеющей среднеквадратическое напряжение 1 В. Под каждым маркером оси X указаны уровни мощности, соответствующие случаям, когда напряжение прикладывается к нагрузочному резистору с номиналом 50 или 316 Ом.

В одной из предыдущих статей автора говорилось, каким образом ВЧ логарифмические усилители реагируют на сигналы, имеющие несинусоидальную форму. Поскольку ранние логарифмические усилители были достаточно грубыми и требовали ручной подстройки по результатам непосредственных измерений, на протяжении многих лет влиянию формы сигнала на точку пересечения логарифмической характеристики (зачастую не совсем корректно именуемую смещением) уделялось мало внимания. С появлением первого полнофункционального, полностью калиброванного многокаскадного логарифмического усилителя AD640 ситуация изменилась. В [4] автор показал, что от эмпирического подхода к проектированию с использованием логарифмических усилителей, использовавшегося ранее [5], можно отказаться.

Идеальный антенный усилитель с согласованным входом поглощает максимальную поступающую мощность, не добавляя при этом собственных шумов. Однако помимо существования естественных внешних шумовых источников антенна, аналогично любому резистору, будет генерировать свой собственный шум, который обычно указывают относительно импеданса 50 Ом. Обратите внимание на то, что этот шум не является следствием какой-либо отдельно взятой технологии производства, хотя в большинстве реальных резисторов на практике некоторые дополнительные механизмы шума, обусловленные технологическими нюансами, также имеют место.

Эффект шума резистора был впервые отмечен Джонсоном [6], а позднее проанализиро-

Вгтэ: 31,6 мкВ 100 мкВ 316 мкВ 1 мВ 3,16 мВ 10 мВ 31,6 мВ 100 мВ 316 мВ 1В

дБ ЕОШУ: -ЭОдБВ -80дБВ -70дБВ-60дБВ -50дБВ -40дБВ -ЗОдБВ -20дБВ -ЮдБВ ОдБВ

Относительно 50 Ом: —77 дБм -67 дБм —57 дБм —47 дБм —37 дБм —27 дБм —17 дБм —7 дБм +ЗдБм +13 дБм

Относительно316Ом: —85дБм -75дБм —65дБм—55дБм —45дБм —35дБм —25дБм -15дБм —5дБм +5дБм

Входное напряжение, В

Рис. 2. График функции отклика логарифмического усилителя на входное напряжение с указанием нижней границы динамического диапазона и соответствие между альтернативными шкалами

ван и количественно описан Найквистом [7]. Он является электрическим олицетворением случайного движения носителей заряда в проводящей среде. Найквист заключил, что энергия этого движения может быть выражена через постоянную Больцмана, к, и абсолютную температуру, Т, а на ее основании может быть получена мощность шума PN (то есть отношение энергии к единице времени). Зачастую время принято выражать через обратную величину — полосу системы, в Гц. Результат такого преобразования так же прост, как и исходное выражение: мощность шума в проводнике в Вт равна kTB.

Теперь рассмотрим реальный резистор R, подключенный при абсолютной температуре к идеальному, не генерирующему шума, сопротивлению RO равного номинала. В данном случае напряжение шума EN резистора Л уменьшается вдвое из-за нагрузки К0. Таким образом, мощность шума в резисторе К равна просто (Е¥112)21К. С другой стороны, она должна составлять кТВ, то есть Е^/^К) = кТВ, а среднеквадратическое значение Еи- равно ^4кТКВ В.

При задании коэффициента шума предполагают (зачастую произвольно), что антенна работает при температуре 290 К (16,85 °С). На самом деле под этим значением здесь подразумевается не реальная температура металлических элементов, из которых состоит антенна, не температура окружающего воздуха, и тем более не температура узконаправленного источника сигнала. На самом деле это средняя температура всех объектов, находящихся

в полном поле зрения антенны, модифицированном ее диаграммой направленности (зависимостью чувствительности от направления). Фоновая температура (а следовательно, и кТ), воспринимаемая антенной, которая направлена на источник за теплыми зданиями, например, под Стокгольмом зимой, может быть намного выше, чем у антенны, направленной в небо над Невадой (хотя в действительности температура воздуха будет оказывать малое влияние на собственный коэффициент шума антенны).

При температуре 290 К значение УШБ 50-омной антенны при разомкнутой цепи составляет, как и у любого резистора, 894,85 пВ/^Гц. При подключении к нешумящей нагрузке с сопротивлением 50 Ом шумовое напряжение на нагрузке делится пополам и становится равным 447,43 пВ/^Гц. Мощность шума равна квадрату этого напряжения, деленному на 50 Ом: 4х10-21 Вт/Гц (обратите внимание — не ^Гц). Если выразить эту величину как спектральную плотность мощности в милливаттах, то получится значение -173,975 дБм/Гц. Как логично было бы ожидать, это значение называют тепловым шумовым порогом.

Величина импеданса выбирается произвольно, однако, если антенну согласовать с 75-омной нагрузкой, то шумовой порог при этом по-прежнему будет составлять -174 дБм/Гц. Это становится очевидным, если учесть, что при описанных вычислениях величина ^4кТК сначала делится пополам для получения напряжения нагрузки (^кТК), затем возводит-

ся в квадрат (кТК), а потом делится на точно такое же сопротивление (поскольку предполагается, что импедансы согласованы), после чего мы возвращаемся вновь к величине кТ.

Механизмы возникновения шумов и коэффициент шума

Если усилитель первого каскада не идеален, то он добавляет к сигналу свой собственный шум. Поэтому предположим, что в качестве усилителя по напряжению используется исключительно малошумящий операционный усилитель. Чтобы гарантировать корректную нагрузку источника (например, антенны) параллельно с сигнальным входом усилителя подключается 50-омный резистор. Еще даже до того, как мы начали рассматривать собственный внутренний шум операционного усилителя, мы ухудшили коэффициент шума на 3 дБ. Чем это вызвано? Для начала дадим ряд определений:

Собственное отношение сигнал/шум по мощности для сигнала

Отношение сигнал/шум по мощности на выходе системы

= 10 \о^10(Шум-фактор) дБ

Как мы уже выяснили, напряжение сигнала при разомкнутой цепи Уш связано с напряжением шума при разомкнутой цепи Ем (спектральной плотностью напряжения шума (УШБ)), проинтегрированным по всей ширине полосы системы. Вновь представим, что нагрузка не генерирует шум и имеет импеданс 50 Ом; при этом напряжение сигнала в этой нагрузке делится пополам (У1М/2), и шумовое напряжение также делится пополам (Ем/2). Таким образом, отношение напряжения сигнала к напряжению шума и, следовательно, отношение мощности сигнала к мощности шума остаются неизменными. Шум-фактор в таком случае равен единице, а коэффициент шума равен 0 дБ.

Естественно, такая ситуация возможна только при нагрузке, которая не генерирует шум. Такая идеализация еще допустима, когда нагрузка состоит из реактивных элементов. Например, величина VI/С имеет размерность сопротивления, и при этом ЬС-цепь, в принципе, не имеет потерь. Даже реальные ЬС-цепи имеют очень малые потери: они, по существу, не рассеивают тепла (в отличие от резисторов, которые преобразуют мощность в тепло, уходящее затем в окружающую среду). Однако, даже несмотря на магию компонентов I и С, элементы, ответственные за усиление мощности — активные элементы — обладают характерным омическим сопротивлением, приводящим к ухудшению коэффициента шума.

Приборам на р-п-переходах также присуще такое фундаментальное явление, как дробовой шум. Дробовой шум порождается принципиально другим стохастическим механизмом, а именно дискретностью носителей электрического заряда, пересекающих потенциальный барьер. Его впервые изучил Шоттки на электронах, излучаемых катодом электровакуумного диода. Высвобождаемые случайным образом, они формируют пуас-соновскую последовательность событий: каждый электрон подобно пчеле старательно переносит свою определенную маленькую частичку заряда, ц = 1,602х10-19 Кл.

Схожий процесс возникает при инжекции зарядов из эмиттера в базу биполярного транзистора. Флуктуации в ходе эмиссии/инжек-ции вызваны непрерывными, очень маленькими изменениями в энергии носителей в зависимости от работы выхода катода или от энергии запрещенной зоны полупроводникового перехода. Во втором случае (в отличие от электровакуумного диода) некоторые из инжектированных носителей рекомбинируются в области базы; при этом шум на коллекторе изменяется соответствующим образом. В связи с этим данный эффект называют дробовым шумом коллектора, хотя такое название может вводить в заблуждение, поскольку первопричина кроется в источнике инжекции.

Обратите внимание на то, что шум Джонсона вызван случайным движением зарядов в проводящей среде, а дробовой шум — случайным появлением этих носителей в барьерной зоне.

Легко показать, что величина спектральной плотности тока дробового шума, выраженная в единицах А/^Гц, равна ^2ц1, где ц—это заряд электрона, а I — средний ток смещения (в случае транзистора— 1С). Например, при токе коллектора, равном 1 мА, эта величина составляет 17,9 пА/^Гц. Однако, в отличие от шума резистора, дробовой шум не зависит от температуры

без сопротивлений ^ базы и эмиттера

eN (приведенное ко входу база/эмиттер напряжение шума)

eN = T/4kTBRBB, + (kT)22/qlc + 4kTBREE, V rms

Рис. 3. Основные источники шума в биполярном транзисторе на умеренных частотах

(если локализовать и объединить все остальные механизмы в транзисторе, включая температурную зависимость крутизны характеристики). Он является не более чем проявлением гранулярности тока. Более того, в отличие от шума резистора, который непосредственно переводится в мощность, дробовой шум является всего лишь флуктуацией тока, и ему соответствует определенная мощность только при втекании этого тока в некоторый импеданс.

Такой импеданс в транзисторе есть, но это не выходное сопротивление коллектора, а дифференциальное сопротивление эмиттера: те— величина, обратная крутизне характеристики при малом сигнале и равная kT/qIC. Наличие такого импеданса приводит к появлению шумового напряжения, которое может быть приведено к переходу база/ эмиттер. Соответствующая спектральная плотность есть произведение шумового тока на данное сопротивление, и она равна кТ/^1с х’І2qIC, или kT^2/qIC.

При 1с = 1 мА и температуре 27 °С величина УШБ составляет 463 пВ/^Гц (рис. 3). Следует помнить, что те — это не омическое со-

противление, а просто частная производная, dVBE/dIC, и, следовательно, шума оно не генерирует (именно поэтому оно обозначается другим символом). Интересный факт, что указанное произведение тока дробового шума на данное сопротивление идентично напряжению шума, генерируемому реальным сопротивлением, величина которого в два раза меньше. Например, в рассматриваемом примере те равно 25,86 Ом, а шум реального сопротивления номиналом 12,93 Ом также составляет 463 пВ/ Гц. Чтобы показать это, запишем произведение дробового шума на те в виде 2V(kT)2/qI = ^2кТте, что в свою очередь равно V4кТ(те/2). Данная величина совпадает с шумом Джонсона резистора R, равным V4kTR, в случае, когда R = те/2. Это действительно так, хотя общая картина от этого яснее не становится. Откуда возникает такая интересная взаимосвязь между двумя очень непохожими друг на друга фундаментальными шумовыми процессами? Но это уже тема для следующей статьи. ■

1. www.analog.com/library/analogdialogue/cd/ vol23n3.pdf#page=3

2. www.analog.com/library/analogdialogue/cd/ vol26n2.pdf#page=3

3. Paterson W. L. Multiplication and Logarithmic Conversion by Operational-Amplifier-Transistor Circuits. Rev. Sci. Instr. 34-12, Dec. 1963.

4. Gilbert B. Monolithic Logarithmic Amplifiers. Lausanne, Switzerland. Mead Education S.A. Course Notes. 1988.

5. Hughes R. S. Logarithmic Amplification: with Application to Radar and EW. Dedham, MA: Artech, 1986.

6. Johnson J. B. Thermal Agitation of Electricity in Conductors. Phys. Rev. 32, 1928.

7. Nyquist H. Thermal Agitation of Electronic Charge in Conductors. Phys. Rev. 32, 1928.

Agilent. Основы анализа спектра — страница 11

Оборудование для производства и ремонта радиоэлектроники

Одно из основных применений анализаторов спектра – вычленить и измерить сигнал низкого уровня. Ограничением при такого рода измерениях является шум, генерируемый внутри самого анализатора. Этот шум, порождаемый случайным движением электронов внутри различных элементов цепей*, увеличивается несколькими ступенями усиления анализатора и, в конце концов, отображается на дисплее как шумовой сигнал. В терминах анализатора спектра этот шум обычно называют средним уровнем собственных шумов (средним отображаемым уровнем шума, DANL) 1 . И хотя существуют методики, позволяющие измерить сигналы, находящиеся даже чуть ниже этого уровня, по большому счету мощность шумового сигнала является непреодолимым ограничением нашей возможности проводить измерения сигналов с низким уровнем.

Давайте допустим, что на вход анализатора спектра помещена 50-омная нагрузка, чтобы предотвратить попадание в анализатор любых нежелательных сигналов. Эта пассивная нагрузка генерирует небольшое количество шумовой энергии, равное kTB , где

k = постоянная Больцмана (1.38 х 10 -29 джоуля/°К);
Т = температура в градусах Кельвина;
В = полоса, в которой измеряется шум, Гц.

Поскольку полная мощность шума есть функция полосы измерения, это значение обычно нормируют на 1 Гц полосы. Таким образом, при комнатной температуре плотность мощности шума равна -174 дБм/Гц. Когда этот шум достигает первой ступени усиления анализатора, усилитель увеличивает шум и добавляет немного своего собственного. По мере продвижения шумового сигнала дальше через систему, значение его амплитуды остается довольно значительным, так что шум, генерируемый в последующих ступенях усиления, дает очень малый вклад в полную мощность шума. Следует отметить, что между входным разъемом анализатора и первой ступенью усиления есть входной аттенюатор и один или несколько смесителей, и все эти компоненты также генерируют шум. Однако, значение генерируемого ими шума либо равно, либо достаточно близко к абсолютному минимуму -174 дБм/Гц, поэтому значительного влияния на уровень шума, поступающего на первую ступень усиления, они не оказывают.

Хотя входной аттенюатор, смеситель и другие элементы цепи между входным разъемом анализатора и первой ступенью усиления очень слабо влияют на непосредственный шум системы, они, тем не менее, серьезно влияют на способность анализатора отображать сигналы низкого уровня, поскольку они ослабляют входной сигнал. Таким образом, они уменьшают соотношение сигнал/шум и тем самым ухудшают чувствительность.

Мы можем определить уровень собственных шумов, просто глядя на уровень, отображаемый на дисплее, когда вход анализатора нагружен на 50 Ом. Этот уровень – нижняя граница собственного шума анализатора. Сигналы, лежащие ниже этого уровня, скрываются шумом, и увидеть их нельзя. Однако уровень собственных шумов не является непосредственным уровнем шума на входе, а представляет собой скорее уровень эффективного шума. Дисплей анализатора настроен на отображение уровня сигнала на входе анализатора, так что уровень собственных шумов представляет некую фиктивную – или эффективную – нижнюю границу шума на входе.

Действительный уровень шума на входе является функцией входного сигнала. И конечно же, иногда сам шум и является интересующим нас сигналом. Как и любой другой сигнал, шумовой сигнал гораздо легче измерить, если он находится намного выше эффективной (собственной) нижней границы шума. Эффективная нижняя граница шума включает в себя потери, вносимые входным аттенюатором, потери при преобразованиях в смесителе, и потери в прочих элементах цепи, стоящих до первой ступени усиления. С потерями преобразований в смесителе мы ничего не можем поделать, зато мы можем изменить входной радиочастотный аттенюатор. Это дает нам возможность управлять уровнем входного сигнала, поступающего на первый смеситель, и тем самым менять отображаемое соотношение сигнал/шум. Разумеется, наименьшее значение уровня собственных шумов мы получим, избрав минимальное (нулевое) радиочастотное ослабление.

Поскольку входной аттенюатор никак не влиял на действительный шум, генерируемый в системе, у некоторых ранних моделей анализаторов отображаемый уровень шума просто оставался в одном и том же положении, независимо от установки входного ослабления. То есть, усиление ПЧ оставалось постоянным. В этом случае входной аттенюатор влиял на положение истинного входного сигнала на дисплее. По мере увеличения входного ослабления, уменьшающего уровень входного сигнала, положение сигнала на дисплее опускалось ниже, в то время как шум оставался на своем месте.

Начиная с конца 70-х годов, конструкторы анализаторов спектра применили иной подход. В новых анализаторах внутренний микропроцессор изменяет усиление ПЧ, чтобы отстроить изменения во входном аттенюаторе. Таким образом, сигнал, поступающий на вход анализатора, не меняет своего положения на дисплее при изменении входного ослабления, в то время как отображаемый уровень шума движется вверх-вниз. В этом случае опорный уровень остается неизменным. Это проиллюстрировано на Рис. 5-1. При увеличении ослабления от 5 до 15 и 25 дБ, отображаемый шум поднимается, а сигнал -30 дБ остается неизменным. В любом случае, наилучшее соотношение сигнал/шум мы получим, избрав наименьшее входное ослабление.

Опорный уровень остается постоянным при изменении входного ослабления

Рисунок 5-1. Опорный уровень остается постоянным при изменении входного ослабления

Полоса разрешения тоже влияет на отношение сигнал/шум, или на чувствительность. Шум, генерируемый в анализаторе, случаен, и обладает постоянной амплитудой в широком диапазоне частот*. Поскольку разрешающие фильтры, или фильтры ПЧ, установлены после первой ступени усиления, полная мощность шума, проходящая через фильтры, определяется шириной этих фильтров. Далее этот шумовой сигнал детектируется и отображается на дисплее. Случайная природа шумового сигнала заставляет отображаемый уровень изменяться как

где BW₁ – начальная полоса разрешения;
BW₂ – конечная полоса разрешения.

Так, если мы изменим полосу разрешения в десять раз, отображаемый уровень шума изменится на 10 дБ, как показано на Рис. 5-2. Для незатухающих волновых сигналов мы получим наилучшее соотношение сигнал/шум, или наилучшую чувствительность, используя минимальную полосу разрешения из доступных в нашем анализаторе 2 .

Отображаемый уровень шума

Рисунок 5-2. Отображаемый уровень шума изменяется как 10 log (BW₁/BW₂)

Анализатор спектра отображает сумму шума и сигнала, и поэтому при малом соотношении сигнал/шум становится очень трудно различить собственно сигнал. Ранее мы отмечали, что можно использовать видео-фильтр для уменьшения флуктуаций амплитуды зашумленных сигналов, не оказывая при этом особого влияния на постоянный сигнал. Рис. 5-3 иллюстрирует то, как видео-фильтр может помочь нам различить низкоуровневый сигнал. Следует отметить, что видео-фильтр не оказывает влияния на средний уровень шума и потому не влияет на чувствительность анализатора.

В итоге, наилучшей чувствительности по отношению к узкополосным сигналам можно достичь выбором минимальной полосы разрешения и минимального входного ослабления. Также можно выбрать минимальную видео-полосу, чтобы различить сигнал, находящийся на уровне шума или близко к нему 3 . Разумеется, выбор узкой полосы разрешения и видео-полосы увеличивает время развертки.

Видео-фильтрация делает низкоуровневые сигналы более различимыми

Рисунок 5-3. Видео-фильтрация делает низкоуровневые сигналы более различимыми

Многие производители описывают эффективность своих приемников в терминах коэффициента шума, а не чувствительности. Как мы увидим, оба эти способа эквивалентны. Анализатор спектра — это приемник, поэтому мы разберем его коэффициент шума на основе синусоидального входного сигнала.

Коэффициент шума можно определить как ухудшение отношения сигнал-шум при прохождении сигнала через прибор, в нашем случае – через анализатор. Мы можем выразить коэффициент шума как

где F – коэффициент шума по мощности,
S_i – мощность входного сигнала,
N_i – истинная мощность входного шума,
S_o – мощность выходного сигнала,
N_o – мощность выходного шума.

Это выражение можно упростить для случая анализатора спектра. Во-первых, выходной сигнал равен входному, умноженному на коэффициент усиления анализатора. Во-вторых, усиление нашего анализатора есть единица, поскольку уровень сигнала на выходе (показанный на дисплее) тот же, что и на входе (на входном разъеме). Поэтому в нашем случае, после подстановки, приведения подобных и упорядочивания, коэффициент шума становится таким:

Это выражение говорит нам, что все, что мы должны сделать, чтобы определить коэффициент шума, это сравнить уровень шума, как он считывается с дисплея, с истинным (не эффективным) шумовым уровнем на входном разъеме.

Коэффициент шума обычно выражается в терминах дБ, т. е.:

NF = 10 log (F) = 10 log (N_o) — 10 log (N_i)

Мы используем истинный шумовой уровень на входе, а не эффективный шумовой уровень, поскольку наше отношение сигнал-шум было основано на истинном входном шуме. Как мы определили ранее, когда вход нагружен на 50 Ом, уровень kTB шума при комнатной температуре в полосе 1 Гц равен -174 дБм.

Мы знаем, что отображенный на дисплее уровень шума анализатора меняется с полосой. Поэтому все, что мы должны сделать, чтобы определить коэффициент шума нашего спектроанализатора, это измерить шумовую мощность в некоторой полосе и пересчитать ее на полосу в один Гц, используя вышеприведенную формулу 10 log (BW₂/BW₁), а затем сравнить результат с величиной –174 дБм.

Например, если мы измерили –110 дБм при разрешающей полосе 10 кГц, мы имеем:

NF = [измеренный шум в дБм] – 10log(RBW/1) – kTB_{B=1 Гц}
= -110 дБм – 10 log(10000/1) – (174 дБм)
= -110 – 40 +174
= 24 дБ.

Коэффициент шума не зависит от полосы 4 . Выбери мы другую полосу разрешения, результат у нас получился бы все равно тот же самый. Например, если бы мы выбрали полосу разрешения в 1 кГц, измеренный шум был бы -120 дБм, а 10 log(RBW/1) был бы 30. Подставив эти значения, мы получим -120 – 30 + 174 = 24 дБ, тот же коэффициент, что и прежде.

Коэффициент шума в 24 дБ в нашем примере говорит нам, что синусоидальный сигнал должен быть на 24 дБ выше kTB , чтобы сравняться со средним отображаемым уровнем шума на этом конкретном анализаторе. Таким образом мы можем использовать коэффициент шума для определения среднего уровня собственных шумов для заданной полосы, или чтобы сравнить средние уровни собственных шумов разных анализаторов в одной полосе 5 .

Одна из причин введения коэффициента шума состоит в том, что он помогает определить, как много выгоды мы можем получить от использования предусилителя. Несмотря на то, что коэффициент шума 24 дБ хорош для анализатора спектра, он не очень хорош для соответствующего приемника. Однако, помещая подходящий предусилитель до анализатора спектра, мы можем получить систему (предусилитель/анализатор), коэффициент шума которой ниже, чем у только анализатора. В той мере, в какой мы понижаем коэффициент шума, мы также улучшаем чувствительность системы.

Когда мы выше вводили коэффициент шума, мы делали это на основе синусоидального входного сигнала. Мы изучим выгоды от предусилителя на той же основе. Однако предусилитель также усиливает шум, и его выходной шум может быть выше, чем эффективный входной шум анализатора. Как мы увидим ниже в разделе Шум как сигнал, анализатор спектра с усреднением логарифма мощности отображает случайный шумовой сигнал на 2.5 дБ ниже действительной величины. Когда мы рассматриваем предусилители, мы должны учесть эти 2.5 дБ там, где необходимо.

Вместо выведения множества формул для определения выгоды, даваемой предусилителем, давайте взглянем на два крайних случая и посмотрим, когда каждый из них может применяться. Во-первых, если шумовая мощность на выходе предусилителя (в полосе равной той, что у анализатора спектра) хотя бы на 15 дБ выше, чем отображаемый средний шумовой уровень анализатора, то коэффициент шума системы примерно на 2.5 дБ ниже коэффициента шума предусилителя. Как мы можем установить, что именно этот случай имеет место? Нужно просто подключить предусилитель к анализатору и отметить, что случилось с шумом на экране. Если шум поднялся на 15 или более дБ, то это и есть указанный случай.

С другой стороны, если шумовая мощность, снимаемая с предусилителя (снова в той же полосе, что у анализатора) на 10 или более дБ меньше, чем средний отображаемый на дисплее анализатора шумовой уровень, то коэффициент шума системы меньше коэффициента шума анализатора на коэффициент усиления предусилителя. Снова мы можем провести проверку. Подключите предусилитель к анализатору; если отображаемый шум не изменится, то это тот случай.

Но тестирование экспериментальным путем предусматривает, что мы имеем нужное оборудование на руках. Нам не надо беспокоиться о цифрах. Мы просто подключаем предусилитель к анализатору, отмечаем средний отображаемый шумовой уровень и вычитаем коэффициент усиления предусилителя. Тогда мы получаем чувствительность системы.

Что мы в действительности хотим, так это знать заранее, что предусилитель для нас сделает. Мы можем сформулировать разобранные выше два случая следующим образом:

Используя эти выражения, мы увидим, как предусилитель влияет на чувствительность. Предположим, что наш анализатор имеет коэффициент шума 24 дБ, а предусилитель обладает коэффициентом усиления 36 дБ и коэффициентом шума 8 дБ. Все, что нам надо сделать, это сравнить усиление плюс коэффициент шума предусилителя с коэффициентом шума анализатора. Усиление плюс коэффициент шума предусилителя равно 44 дБ, и это более чем на 15 дБ превосходит коэффициент шума анализатора, так что коэффициент шума комбинации предусилитель/анализатор тот же, что у предусилителя, но на 2.5 дБ меньше, т. е. 5.5 дБ. При полосе разрешения 10 кГц комбинация предусилитель/анализатор имеет чувствительность

kTB_B=1 + 10 log(RBW/1) + NF_sys = -174 + 40 +5.5

Это дает нам улучшение на 18.5 дБ по сравнению с нижней границей шума в -110 дБм в случае без предусилителя.
Однако, могут быть и отрицательные стороны применения предусилителя, в зависимости от конечной цели проведения измерения. Если мы желаем достичь наилучшей чувствительности, но без потерь диапазона измерений, то предусилитель – это неправильный выбор. Рис. 5-4 иллюстрирует этот тезис. Анализатор с коэффициентом шума 24 дБ будет иметь средний отображаемый уровень шума –110 дБм при полосе разрешения 10 кГц. Если 1-дБ точка сжатия для этого анализатора есть 0 дБм, то измерительный динамический диапазон 110 дБ 6 . Когда мы подключим предусилитель, мы должны уменьшить максимальный вход системы в число раз, равное коэффициенту усиления предусилителя, до –36 дБм. Однако когда мы подключаем предусилитель, средний уровень отображаемого шума поднимется на 17.5 дБ, поскольку шумовая мощность на выходе предусилителя настолько выше, чем собственный шум анализатора, даже после учета фактора 2.5 дБ. Теперь коэффициент усиления предусилителя надо вычитать именно из этого возросшего уровня шума. При подключенном предусилителе динамический диапазон измерений составляет 92.5 дБ, т. е. на 17.5 дБ меньше, чем без предусилителя. Потери измерительного динамического диапазона равны изменению отображаемого на дисплее шума при подключении предусилителя.

отображаемый шум смещается вверх при подсоединении предусилителя

Рисунок 5-4. Если отображаемый шум смещается вверх при подсоединении предусилителя, диапазон измерений сокращается на величину изменения показаний шума

1 Термин «средний уровень собственных шумов» иногда путают с «чувствительностью». Хоть эти два понятия и связаны, смысл у них все же различен. Чувствительность – это мера минимального уровня сигнала, дающего различимое значение соотношения сигнал/шум или коэффициента битовой ошибки. Спецификации анализаторов спектра всегда даются в терминах среднего уровня собственных шумов.
2 Широкополосные импульсные сигналы могут демонстрировать совершенно обратное поведение, когда отношение сигнал/шум будет расти с увеличением полосы.)
3 О влиянии шума на точность см. Динамический диапазон в зависимости от погрешности измерения в Главе 6.
4 Не для всякого анализатора это утверждение безоговорочно верно из-за различного способа распределения секций разрешающих фильтров и усиления в цепи ПЧ.
5 Вычисленный подобным образом коэффициент шума нельзя непосредственно сравнивать с коэффициентом шума приемника, поскольку «измеренный шум» в уравнении меньше действительного шума на 2.5 дБ. См. пункт Шум как сигнал далее в этой главе.
6 См. пункт Компрессия смесителя.

Страница: 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16

РЭС ЗИ / Лекция №6 н

Внутренние шумы и чувствительность приемника.

Собственное сопротивление антенны, ее тепловой шум и шумы входных цепей радиоприемника являются факторами, влияющими на чувствительность радиоприемника — т.е. способность приемника обеспечивать прием слабых радиосигналов. Основное влияние имеет шум, возникающий во входных каскадах радиоприемника, поскольку он усиливается в той же степени, как и полезный сигнал.

Как известно, каждый проводник, имеющий сопротивление, создает электрические флуктуации — шум во всем частотном спектре. Этот шум обусловлен тепловым движением носителей электрического заряда. Случайное тепловое движение носителей заряда в проводнике вызывает случайную разность потенциалов на его концах. Эта разность потенциалов колеблется около среднего значения, равного нулю, а ее средний квадрат пропорционален абсолютной температуре. Этот шум называют тепловым. Величина шума зависит от омического сопротивления проводника, его температуры и ширины полосы передаваемого сигнала. Среднеквадратическое напряжение теплового шума, В, определяется из выражения

, (5.15)

где k — постоянная Больцмана, k = 1, 38٠10 -23 Дж/К; Т — температура, К; В — ширина полосы, Гц; R — сопротивление, Ом,

Приемник является устройством, состоящим из множества активных и пассивных элементов, обладающих активным сопротивлением, Линейная часть радиоприемника от входа до детектора характеризуется безразмерным коэффициентом шума F, который показывает во сколько раз отношение мощностей сигнала и шума на входе Рс/Рш больше отношения мощностей сигнала и шума на выходе Р_С.Вых/Р_ш.вых [2]:

. (5.16)

В настоящее время принято использовать коэффициент шума, выраженный в децибелах. В идеальном нешумящем приемнике коэффициент шума F = 1 (О дБ), так как сигнал и шум усиливаются в одинаковое число раз. В реальных приемниках коэффициент шума увеличивается из-за внутренних шумов, в результате чего мощность шумов на выходе возрастает, а выходное отношение сигнал-шум уменьшается.

Выходную мощность Рш.вых можно представить в виде двух слагаемых: Р_ШG обусловленного усилением шума источника, и Рвн, обусловленного внутренними, собственными шумами, где G — коэффициент усиления по мощности приемника. Тогда (2.16) можно преобразовать к следующему виду:

(5.17)

Для того чтобы можно было сравнивать различные приемники по шумовым свойствам, в качестве входного шума Рш используют стандартное значение мощности теплового шума резистора R при Т = 293 К:

(5.18)

Иногда используют другое значение температуры — 299 или 300 К, при этом числовое значение Рш изменяется несущественно.

Чувствительность радиоприемника, оцениваемая лишь значением мощности сигнала Рс, при которой обеспечивается прием сигнала, учитывает лишь усилительные свойства радиоприемника. Может показаться, что путем увеличения усиления можно осуществлять прием любых сколь угодно слабых сигналов. На самом деле приемник с большим усилением неизбежно усиливает и свои внутренние шумы, которые и ограничивают его чувствительность.

Отношение мощности сигнала к мощности шумов на выходе линейной части приемника характеризует отношение сигнал-шум, иногда называемое коэффициентом различимости,

(5.19)

Предельная чувствительность приемника равна минимальной мощности входного сигнала на входе Рс = Р_Спр при коэффициенте различимости q = 1, при этом

(5.20)

Таким образом, предельная чувствительность приемника пропорциональна коэффициенту шума.

Уверенный прием полезного сигнала обеспечивается при значительном превышении мощности полезного сигнала Р_С.ВЬ1Х над шумом Р_Ш.ВЫХ, т.е. при коэффициенте различимости q > 1. Реальная чувствительность приемника оценивается минимальной мощностью входного сигнала Рс, при котором достигается заданный коэффициент различимости q > 1, т.е.

(5.21)

Рис. 5.14. Эквивалентная схема для определения чувствительности РПУ

Получим расчетную формулу для определения реальной чувствительности радиоприемного устройства. Полагая, что источник имеет внутреннее сопротивлением Rи, как показано на рис. 5.14, мощность шума на входе приемника

(5.22)

Для того чтобы максимальная мощность отдавалась в нагрузку, должно выполняться условие равенства внутреннего сопротивления источника и сопротивления нагрузки тогда

(5.23)

Полагаем, что шумы имеют тепловое происхождение и определяются формулой (5.15), тогда реальная чувствительность приемника

(5.24)

Чувствительность по мощности можно пересчитать в чувствительность по напряжению. При согласованной нагрузке Рс = U_С 2 /4R_И

(5.25)

Следует помнить, что при Rи = R_BX напряжение на входе приемника в два раза меньше напряжения, действующего на выходе источника в режиме холостого хода.

Для расчета параметров радиоаппаратуры удобно использовать логарифмические единицы. Коэффициент шума, выраженный в децибелах,

Чувствительность, выраженная в децибелах по отношению к милливатту (дБмВ), определяется формулой

(5.27)

Проверим, сильно ли меняется чувствительность приемника при изменении окружающей температуры. Очевидно, что в последнем выражении от температуры зависит только второе слагаемое а.

При Т = 223 К (-50 °С) а = -175,1 дБм, при Т = 353 К (+60 °С) а= -173,4 дБм. Таким образом, при изменении температуры на 110 °С чувствительность изменилась менее, чем на 2 дБ. Для комнатной температуры Т = 293 К (20 °С) выражение (5.27) можно переписать в упрощенном виде:

, дБм, (5.28)

где Q=10lgq —требуемое отношение сигнал-шум на выходе приемника (коэффициент различимости), дБ.

Для идеального приемника без собственных шумов F = 1, и в полосе 1 Гц пороговая чувствительность, т.е. чувствительность при отношении сигнал-шум на выходе Q_p = 0 дБ, равна -174 дБм.

Используя (5.25), при температуре Т = 293 К и входном сопротивлении Rн = 50 Ом чувствительность по напряжению, выраженную в децибелах по отношению к микровольту (дБмкВ), можно вычислить по формуле

. (5.29)

Например, чувствительность приемника с полосой пропускания В = 10 кГц и коэффициентом шума NF = 12 дБ при выходном отношении сигнал-шум Q = 10 дБ

U_С = 10-61 + 10 lg10000+ 12= 1 дБмкВ, (5.30)

или в микровольтах Uc = 1,08 мкВ,

В англоязычной литературе для обозначения коэффициента шума используются термины noise figure или noise factor, для обозначения чувствительности — sensitivity.

Повышение чувствительности с помощью предварительных усилителей. Любой усилитель воспринимает шумовой сигнал как входной сигнал. При последовательном включении электронных звеньев (каскадов) каждое звено усиливает и сигналы и шумы, прошедшие через предыдущие звенья, добавляя при этом собственный шум.

Определим коэффициент шума последовательного соединения трех звеньев, показанных на рис. 5.15. В соответствии с формулами (5.16) и (5.17) общий коэффициент шума

(5.31)

где G₁, G₂, G₃ — коэффициенты усиления по мощности первого, второго и третьего звена; Р_ш2 — выходной шум второго звена; Р_ш3 — внутренний (собственный) шум третьего звена. Представляя выходной шум второго звена в виде суммы внутреннего шума и усиленного входного шума, а затем аналогично выходной шум первого звена, получим

(5.32)

Рис. 5.15. Последовательное соединение каскадов в РПрУ

Из (5.17) следует что

(5.33)

Подставляя P_ВН в (5.32), получим

(5.34)

Выполнив сокращения, получим окончательный вариант коэффициента шума для трех последовательно включенных звеньев:

(5.35)

По аналогии с (5.35) запишем выражение для коэффициента шума для произвольного числа последовательных звеньев:

(5.36)

В литературе последнее выражение называют Формулой Фриса [60].

Из формулы Фриса видно, что шум всей цепи определяется, в первую очередь параметрами первого звена. Вкладом последующих компонентов практически можно пренебречь, если коэффициент усиления первого звена будет большим.

Следует отметить, что коэффициент шума и коэффициент передачи каждого звена в общем случае будут зависеть от частоты, т.е. иметь различные значения в разных частотных диапазонах. Это означает, что конкретные расчеты можно проводить только в определенных частотных интервалах.

Как правило РПрУ подключается к антенной системе с помощью соединительного кабеля. Как и любой электрический прибор с потерями, коаксиальный кабель имеет собственный уровень шума. При комнатной температуре коэффициент шума коаксиальной линии равен потерям в кабеле. С увеличением частоты потери в коаксиальном кабеле растут, на рис. 5.16 приведены зависимости погонного ослабления (на 1 м длины) от частоты для некоторых марок отечественных коаксиальных кабелей. Как видно из рисунка, величина затухания сигнала в кабеле, а следовательно и его коэффициент шума растут с увеличением частоты передаваемого сигнала. Значения затухания данных гибких коаксиальных кабелей на частоте 1000 МГц находятся в пределах от 0,1 до 0,6 дБ/м, на частоте 2000 МГц — в пределах от 0,2 до 1 дБ/м.

При достаточной длине кабеля его коэффициент шума будет весьма значительным, что резко уменьшит чувствительность радиоприемной системы. Например, если потери в кабеле на частоте 2000 МГц составляют 0,5 дБ/м, то кабель длиной 30 м будет иметь коэффициент шума NF = 15 дБ.

Первым возможным вариантом уменьшения коэффициента шума кабельной линии является использование кабеля с меньшим затуханием. К сожалению, цена подобного кабеля с малыми потерями очень высока.

Вторым возможным вариантом является минимизация длины кабеля или, в идеальном случае, установка РПрУ непосредственно у приемной антенны. Если приемник имеет малые габаритные размеры, то тогда эта задача существенно упрощается, например приемник радио-пеленгационной системы можно разместить непосредственно в основании антенной решетки.

Наконец, третьим возможным вариантом уменьшения влияния коэффициента шума кабеля является применение малошумящего усилителя (МШУ), размещенного в непосредственной близости к приемной антенне (рис. 5.17). Усилитель должен иметь коэффициент шума, не превышающий несколько децибел, а также необходимое усиление.

Пример. Используется МШУ с коэффициентом шума NF1 = 4 дБ и усилением G₁= 30 дБ, соединительный кабель имеет коэффициент шума NF₂ = 10 дБ и ослабляет сигнал на G₂= -10 дБ, приемник имеет коэффициент шума NF3 = 12 дБ.

Переведем эти значения в абсолютные единицы. Для МШУ F₁ = 2,512, G₁= 1000. Аналогично получим для кабеля и приемника: F2 = 0,1; F3 = 15,849.

Рис. 5.17. Пример использования малошумящего предварительного усилителя для уменьшения влияния коэффициента шума кабельной линии

Найдем общий коэффициент шума

(5.37)

или в децибелах NF = 4,3 дБ. Если бы предварительного усилителя не было, то общий коэффициент шума

(2.38)

или в децибелах NF* = 22 дБ. Таким образом, предварительный усилитель с собственным коэффициентом шума NF₁ = 4 дБ и усилением G₁=30 дБ повысил чувствительность системы на Δ= NF* — NF = 22 — 4,3 = 17,7 дБ.

Возникает вопрос, а как при заданном коэффициенте шума правильно выбрать коэффициент усиления МШУ? С увеличением коэффициента усиления предварительного усилителя G₁ общий коэффициент шума системы асимптотически будет стремиться к его собственному коэффициенту шума.

На рис. 5.18 приведены зависимости коэффициента шума системы от коэффициента усиления МШУ для трех типов соединительного кабеля с коэффициентом шума 5, 10 и 15 дБ. Значения других параметров системы остались без изменений. Из приведенных зависимостей видно, что при использовании кабеля с коэффициентом шума NF₂ = 5 дБ необходимое усиление предварительного усилителя должно быть около 20 дБ, для кабеля с коэффициентом шума 10 дБ необходимо усиление25 дБ, наконец, для кабеля с коэффициентом шума 15 дБ необходимо усиление 30 дБ. При этом очевидно, что дальнейшее увеличение усиления предварительного усилителя практически не улучшает коэффициент шума системы.

Рис. 5.18. Зависимость коэффициента шума системы от коэффициента усиления предварительного усилителя

Если широкополосные сигналы имеют высокий уровень и занимают широкую полосу частот, то предварительный усилитель может перегрузиться. Следовательно, главное внимание нужно уделять его линейности, особенно, если на его входе нет фильтров предварительной селекции. Кроме того, в измерительных системах должен использоваться МШУ с калиброванным усилением, чтобы свести к минимуму погрешности измерения.

Выбор коэффициента усиления предварительного усилителя. Под динамическим диапазоном D приемника (или его отдельных каскадов) понимается отношение уровней максимально возможного и минимально возможного входного сигнала. Обычно динамический диапазон выражается в децибелах, тогда

(5.39)

Минимальные значения уровней обычно равны пороговой чувствительности приемника, максимальные значения определяются допустимым уровнем нелинейных искажений на выходе.

Вернемся к типовой схеме подключения антенной системы к РПУ с помощью соединительного кабельной линии. Как было показано выше, для того чтобы уменьшить вредное влияние собственных шумов кабеля, необходимо сразу после антенной системы устанавливать предварительный усилитель с малым коэффициентом шума. Увеличение коэффициента усиления асимптотически уменьшает общий коэффициент шума системы. Для гипотетического случая, когда коэффициент усиления равен бесконечности, коэффициент шума всей системы будет равен коэффициенту шума усилителя.

В приведенном выше примере МШУ с собственным коэффициентом шума NF₁ = 4 дБ и усилением G₁ = 30 дБ повысил чувствительность системы на Δ = 17,7 дБ, т.е. фактически на эту величину расширил динамический диапазон системы в области, малых значений,

С другой стороны, с увеличением коэффициента усиления динамический диапазон системы в области больших значений уменьшается на разность между коэффициентом усиления усилителя и величиной, на которую расширился динамический диапазон в области малых значений. Например, в рассмотренном выше примере динамический диапазон системы уменьшился на G₁ — Δ = 30 — 17,7 = 12,3 дБ. Из рис. 5.18 видно, что, начиная с некоторой величины, увеличение коэффициента усилений предварительного усилителя практически не приводит к уменьшению коэффициент шума. Следовательно, чтобы избежать чрезмерного уменьшения динамического диапазона, коэффициент усиления предварительного усилителя не должен превышать некоторого необходимого значения, достаточного для получения требуемого коэффициента шума и чувствительности системы. Из рис. 5.18 видно, что если задаться общим коэффициентом шума системы NF ≤ 5 дБ, то при кабеле с N F₂ = 5 дБ коэффициент усиления МШУ G₁= 20 дБ, для кабеля с NF₂ = 10 дБ G₁ =25 дБ, наконец, для кабеля с коэффициентом шума NF₂ = 15 G₁ =30 дБ.

Многосигнальная избирательность приемника характеризует способность приемника выделять слабый полезный сигнал в присутствии мощных мешающих сигналов, находящихся вне полосы приема, Помехи от этих сигналов возникают в смесителе. Если бы смеситель абсолютно точно перемножал напряжения сигнала и гетеродина, то никаких помех от внеполосных сигналов не возникало бы вообще. Каждый входной сигнал давал бы на выходе смесители свою разностную частоту, и многосигнальная избирательность приемника совпадала бы с односигнальной избирательностью. Реальные смесители такой способностью не обладают. Они, во-первых, смешивают различные входные сигналы между собой так, что один служит гетеродинным сигналом для другого, а это вызывает интермодуляционные помехи; во-вторых, детектируют сигналы, что приводит к перекрестным помехам — переносу модуляции с мешающего сигнала на полезный; в-третьих, детектируют мощный входной сигнал, что приводит к блокировке — изменению коэффициентов передачи линейных каскадов.

Интермодуляционные помехи. Интермодуляция в приемнике — это возникновение помех на выходе радиоприемника при действии на его входе двух и более мешающих сигналов, частоты которых находятся вне основного и побочных каналов приема. Такие помехи называют интермодуляционными. Причина их появления — нелинейность амплитудной функции передачи сигнала активных элементов ВЧ тракта,

Амплитудной характеристикой (АХ) приемника или его отдельных каскадов называется зависимость амплитуды (или действующего значения) выходного напряжения от амплитуды (или действующего напряжения) входного гармонического напряжения постоянной частоты. На рис. 5.19 штриховой линией приведена АХ идеального тракта, сплошной — АХ реального тракта

Характеристика реального тракта разбивается на следующие участки: участок суперпозиции сигнала и шумов (помех) — I (между точками E_Ш и Uвх min), линейный участок — II (между точками Uвх min и Uвх mах), участок перегрузки — III (между точками Uвх mах и Е вх компр).

Амплитудные характеристики идеального и реального трактов совпадают на линейном участке II. На этом участке АХ — прямая линия, угол наклона которой определяет коэффициент передачи тракта по напряжению.

Рис. 5.19. Амплитудная характеристика тракта

На участке II AX реального тракта не проходит через начало координат. Даже при Uвх = 0 на выходе тракта имеется некоторое напряжение Un, обусловленное действием флуктуационных шумов и помех в тракте.

На участке III АХ реального тракта отстает от АХ идеального тракта, что связано с перегрузкой реального тракта при больших уровнях входного сигнала. Для нормальной работы тракта должно соблюдаться условие Uвx.min < U< Uвx.max.

Рассмотрим влияние нелинейности функции передачи аналогового тракта на изменение амплитуды полезного сигнала.

Аппроксимация коэффициента передачи тракта весьма сложна, но основные закономерности нелинейных преобразований можно уяснить, если воспользоваться простой моделью в виде нелинейного четырехполюсника, у которого вольтамперная (амплитудная) характеристика, т.е. зависимость тока выходного сигнала от напряжения входного, имеет вид степенного многочлена:

(5.40)

Для анализа возникающих в результате нелинейного преобразования комбинационных составляющих ограничимся кубичным полиномом:

(5.41)

В качестве мгновенного значения входного сигнала u_вх примем сумму двух сигналов:

(5.42)

Подставив выражение (5.42) в (5.41), после возведения в степень получим

(5.43)

Используя известные тригонометрические соотношения:

(5.44)

Формулу (5.43) преобразуем к виду

(5.45)

Следует отметить, что использование кубичного полинома для аппроксимации коэффициента передачи радиоприемного тракта позволяет проиллюстрировать возникновение гармоник и новых частотных составляющих, но не обеспечивает корректное вычисление амплитуд этих составляющих, соответствующих практическим амплитудным характеристикам. В технической литературе рассматриваются более сложные методы анализа нелинейных преобразований, например базирующиеся на использовании рядов Вольтера [2].

Тем не менее, рассмотренный пример показывает, что в спектре тока, текущего через нелинейный элемент, характеристика которого задается полиномом третьей степени, помимо составляющих на частотах ω₁ и ω₂, возникают дополнительные спектральные составляющие, частоты которых представлены в табл. 5.1.

Таблица 5.1-Комбинационные составляющие

Порядок комбинационной частоты N

Частоты спектральных компонентов на выходе нелинейного элемента принято называть комбинационными частотами. Комбинационные частоты задаются выражением вида

(5.46)

где n — любые положительные и отрицательные целые числа, включая нуль.

Рис. 5.20. Продукты интермодуляции второго и третьего порядков.

Комбинационные частоты принято группировать, объединяя вместе все частоты, для которых

(5.47)

Число N называют порядком комбинационной частоты. Существует закономерность [26]: слагаемое со степенью N в нелинейной характеристике тракта обусловливает появление комбинационных составляющих с предельным порядком, равным N. Если N четное число, то возникают комбинационные составляющие четных порядков: N, N-2, N-4 вплоть до постоянной составляющей N = 0. Если N нечетное число, то порядки комбинационных частот также нечетны: N, N-2, N-4 вплоть до N = 1.

Интермодуляционные характеристики являются крайне важными показателями для определения качества, так как в большинстве случаев приемник вынужден работать в сложной электромагнитной обстановке в присутствии сильных мешающих сигналов на других частотах,

На рис. 5.20 показано возможное расположение интермодуляционных составляющих второго и третьего порядков, возникающих при подаче на вход тракта двух синусоидальных сигналов равного уровня.

Как видим, продукты с четным порядком образуются дальше по оси частот от входных сигналов, чем продукты с нечетным порядком.

Большее значение для приемника имеют параметры, характеризующие количественно соотношение полезного сигнала и интермодуляционных составляющих.

Тема: Коэффициент шума приемника

ledum вне форума

Цитата Сообщение от Vas1977 Посмотреть сообщение

А, если без шуток, сто лет этот коэффициент шума никому не нужен был, по крайней мере, в тех десятках разработок, что я запустил в серийное производство. Указывается чувствительность по СИНАД (10 дБ сигнал/(сигнал+шум)), откуда, энтузиасты без проблем могут вычислить и коэффициент шума. В 99% случаев у меня он не превышал 1.5 дБ.

Низкочастотник, одним словом. Понятно. G к Т не? Типо добротность. Когда шумовая температура антенной системы (значит с прыймачем) больше 30-40 градусов — уже катастрофа. Кш не надо. Ога. Или 0.2дБ Кш приёмника, или антенна вместо 7м — метров 11 и ценой на порядок больше. А это уже десятки тысяч баксов. Не, я лучше повоюю с десятыми децибелла шума, которые нафиг кому надо. Оговаривать надо. В КВ — таки да. Почти пофиг.

22.02.2015, 22:19 #22

Просмотр профиля
Сообщения форума
Личное сообщение
Записи в дневнике
Домашняя страница

RU3AEP вне форума

Регистрация 28.01.2003 Адрес Москва Сообщений 1,277 Позывной RU3AEP

Цитата Сообщение от Слесарь Посмотреть сообщение

Но как, допустим коэффициент шума МШУ 3.2 дБ перевести в удобочитаемые единицы, например в уровень шума относительно максимального сигнала, чтоб предположить реальный динамический диапазон такого МШУ .

Коэффициент шума можно перевести лишь в единицы чувствительности (микровольты) при заданном входном сопротивлении и полосе частот. Динамический диапазон из него никаким боком не следует. Это абсолютно разные характеристики.

22.02.2015, 22:19 #23

vadim_d вне форума

Регистрация 29.10.2006 Адрес Санкт-Петербург Сообщений 14,657

Цитата Сообщение от Vas1977 Посмотреть сообщение

Мало того, что ахинею смеряете, так некоторые конструкции вообще в возбуд могут уйти

Ну с КВ приемниками этого обычно не происходит, а при их обычных значениях Кш отсутствие резистора комнатной температуры на входе трудно заметить . А так — все правильно, должен быть тот же генератор, но с нулевым сигналом

Цитата Сообщение от US7AW Mihail Посмотреть сообщение

Вопрос. Ну и где в формулах расчета Кш Вы видите шумы сопротивления источника сигнала?
В цифре -174, как и положено: 10LOG(kT/1mW)=10LOG((1.38e-23)*290/0.001)=10LOG(4e-18)=-174

22.02.2015, 22:34 #24

Vas1977 вне форума

Регистрация 27.09.2013 Адрес Центральная регион Сообщений 3,632

Цитата Сообщение от ledum Посмотреть сообщение

Оговаривать надо.

Оговоренная цифра легко получалась как на КВ, так и на УКВ. По поводу того, что не нужна такая на КВ- не соглашусь, во- первых, не всегда к приёмнику можно подключить полноразмерную антенну, во- вторых, бывал в местах, где при отсутствии прохождения, на 28 МГц, я нередко видел такой уровень шумов, что S- метр ЧМ приёмника с чувствительностью 0.15 мкВ при 10 дБ СИНАД поднимался при подключении полноразмерной четвертушки всего на пару децибел.

Цитата Сообщение от vadim_d Посмотреть сообщение

А так — все правильно, должен быть тот же генератор, но с нулевым сигналом

И с нешумящим выходным сопротивлением. Понятно, что мизер, но вдруг там меряется что- то такое в азоте. Ведь даже чисто со входа смесителя уже можно получать при полосе 3 кГц 0.3 мкВ при СИНАД 10 дБ. А, если ещё и УВЧ охлаждённый включить? Хотя, и я реально по жизни в SSB при отключённой АРУ меряю сигнал на выходе, потом частоту генератора увожу далеко в сторону, и меряю шумы на выходе. А при ЧМ просто снимаю девиацию для измерения шумов. Тоже не совсем правильно. Иногда, заказчик настаивал, чтобы измерения проводились измерителем искажений С6-11- когда при поданном на вход полезном сигнале, те же -10 дБ шума и мусора на выходе получали, считали это чувствительностью.
А без резистора по входу, повторю, что угодно можно намерять, не обольщайтесь, пять раз пройдёт, на шестом споткнётесь.