К какой категории антенн относится стержневая антенна

Стержневые антенны поверхностных волн кратко

Сразу хочу сказать, что здесь никакой воды про стержневые антенны поверхностных волн, и только нужная информация. Для того чтобы лучше понимать что такое стержневые антенны поверхностных волн, антенна поверхностных волн , настоятельно рекомендую прочитать все из категории Устройства СВЧ и антенны.

стержневые антенны поверхностных волн

Стержневая диэлектрическая антенна (см. рис.14.1, е) состоит из сплошного диэлектрического стержня, возбуждаемого отрезком волновода. Материалом для изготовления стержня служат диэлектрики с весьма малым значением тангенса угла потерь (порядка 10 -3 — 10 -4 ) и значением относительной диэлектрической проницаемости порядка нескольких единиц (полистирол, тефлон, стеатит). Поперечное сечение стержня может быть прямоугольным, квадратным, однако наибольшее распространение получили диэлектрические антенны круглого сечения. Рис. 14.7. Способы питания диэлектрических стержневых антенн: а — коаксиальным фидером; б — волноводом.

При длине волны 10 см и более питание диэлектрической антенны осуществляется обычно с помощью коаксиального фидера (рис.14.7,а). Первичным возбудителем при этом служит несимметричный вибратор, располагаемый внутри короткозамкнутого с одной стороны отрезка круглого волновода. Длина вибратора и его удаление от торца волновода выбираются по соображениям согласования антенны с фидером питания. В диапазоне сантиметровых волн для питания диэлектрической антенны обычно используется волновод. В этом случае для согласования стержня с волноводом на конце волновода располагают согласующую камеру и срезают на конус начальный участок диэлектрического стержня (рис.14.7,6). Приближенный расчет параметров диэлектрической антенны основан на предположении, что вдоль диэлектрического стержня распространяются такие же волны, как и вдоль бесконечно длинного диэлектрического волновода. При указанных выше способах возбуждения вдоль стержня может распространяться основная несимметричная волна типа НЕ ₁₁ , структура которой показана на рис.14.8. Волна типа НЕ ₁₁ , является поверхностной [З]. Часть энергии волны переносится стержнем, а часть — пространством, окружающим стержень. Интенсивность поверхностной волны убывает в радиальном направлении.

Рис. 14.8. Структура поля волны типа НЕ ₁₁ . Фазовая скорость, с которой электромагнитная волна распространяется вдоль диэлектрического стержня, зависит от диэлектрической проницаемости материала стержня, а также от отношения диаметра стержня d к длине волны (рис.14.9). Из рис.14.9 видно, что с уменьшением диаметра стержня (в сравнении с длиной волны) фазовая скорость приближается к скорости света. Для каждого значения диэлектрической проницаемости существует такая величина отношения d/l, при которой эти скорости уже практически равны. Величина диаметра стержня, соответствующая этому условию, может быть определена по формуле: . (14.7) Как известно , в продольно излучающих антеннах односторонняя направленность достигается за счет того, что фаза питания каждого последующего элемента антенны отстает по отношению к фазе питания предыдущего элемента. В диэлектрической стержневой антенне это условие выполняется применением стержня с диаметром, плавно убывающим к концу (см. рис.14.7,а). Если диаметр в конце стержня выбран в соответствии с условием (14.7), то отражение от конца отсутствует, вдоль стержня распространяется бегущая волна, при этом каждый последующий элемент стержня питается с запаздыванием по фазе по сравнению с предыдущим. Рис. 14.9. Зависимость обратной величины коэффициента замедления (1/ x = v _Ф /с) волны типа НЕ ₁₁ от отношения d / l и от e _Г .

В случае цилиндрического стержня часть энергии отражается от его конца и излучается преимущественно в обратном направлении. Об этом говорит сайт https://intellect.icu . Это приводит к росту задних лепестков и за счет интерференции полей к увеличению уровня боковых лепестков. Для неискаженного формирования ДН важно, чтобы вдоль стержня не распространялись высшие типы волн. Анализ показывает, что для этой цели максимальный диаметр стержня должен удовлетворять неравенству d _{МАКС =>} . (14.8) При расчете поля излучения конический стержень заменяют цилиндрическим, диаметр которого примерно равен среднему диаметру конического стержня d » ( d _МАКС + d _МИН )/2. Под излучающим раскрывом антенны понимают боковую поверхность стержня. Так как касательные к поверхности стержня составляющие электрического и магнитного полей известны из решения уравнений Максвелла для бесконечного диэлектрического волновода, то можно определить поле излучения стержня конечной длины . ДН антенны выражается формулой (14.2), где fс(q) — множитель системы, определяемый по формуле (14.3). Что касается множителя одиночных излучателей, из которых состоит непрерывная система, то он в Е- и Н-плоскостях соответственно имеет вид: f _{0 Е} ( q ) = J ₁ (ka sin q )/kasin q , (14.9) fo _H ( q ) = cos q J ₁ (kasin q )/kasin q , где a = d /2, а угол q отсчитывается от оси стержня. Здесь под одиночным излучателем следует понимать участок поверхности стержня длиной dz ( см. рис.14.7,а). Так как обычно L >> a , то форма ДН определяется в основном множителем системы. Оптимальная длина диэлектрического стержня L _ОПТ определяется по формуле (14.4), а КНД — по формуле (3.60). При увеличении длины стержня ширина главного лепестка уменьшается, если L < L _ОПТ . Однако при L > L _ОПТ резко возрастает уровень боковых лепестков и может наблюдаться раздвоение главного лепестка. С помощью одностержневой антенны можно получить ширину главного лепестка обычно не уже 15-20°. Если требуются более узкие ДН, то применяют синфазную решетку стержневых излучателей. Заметим, что иногда диэлектрическая антенна применяется для получения воронкообразной ДН. В этих случаях используется осесимметричная волна типа Е ₁₀ . 2. Ребристо-стержневая антенна (см. рис.14.1, г) состоит из ряда параллельных металлических дисков, расположенных вдоль оси антенны. Для крепления дисков служит металлический стержень. Для формирования волны типа НЕ ₁₁ может быть применен возбудитель в виде рупора либо симметричного вибратора, перпендикулярного оси антенны, причем заднее излучение антенны в последнем случае устраняется диском — рефлектором. Расчет электрических параметров ребристо-стержневой антенны производится аналогично расчету параметров диэлектрической стержневой антенны. Необходимые для расчета значения фазовой скорости поверхностной волны, распространяющейся вдоль ребристого стержня приведены в литературе . Следует отметить, что ребристо-стержневую антенну можно рассматривать как директорную антенну, у которой круглые диски играют роль пассивных вибраторов. Так как эти диски являются «толстыми» то ребристо-стержневая антенна более диапазонна по направленным свойствам, чем обычная директорная антенна. Диапазонность ребристо-стержневой антенны по согласованию с линией питания зависит от типа возбудителя. Ребристо-стержневые антенны находят применение на сантиметровых, дециметровых и метровых волнах. В последнем случае для уменьшения веса и парусности диски можно изготовлять из сетки или перфорированного листового материала.

Дисковые антенны поверхностных волн.

Плоские линейные и стержневые антенны поверхностных волн являются односторонне направленными антеннами. В отличие от них дисковые антенны поверхностных волн (см. рис.14.1. д,е) являются ненаправленными в плоскости диска и обладают направленностью в плоскости, содержащей ось симметрии диска. Цилиндрическая поверхностная волна распространяется от расположенного в центре антенны возбудителя к периферии диска. Если мысленно разбить диск на ряд секторов, то каждый из них можно рассматривать как продольно-излучающую антенну поверхностных волн, главный лепесток которой направлен в сторону движения поверхностной волны и несколько отклонен от металлической подложки (из-за конечных размеров диска). ДН всей антенны имеет вид сплюснутого тора. Направитель антенны изготовляют в виде либо диэлектрического, либо ребристого металлического диска, толщина которого убывает к периферии для согласования антенны со свободным пространством. Для расчета ДН дисковой антенны определяют предварительно фазовую скорость поверхностной волны, а затем вычисляют поле излучения круглого раскрыва антенны.

Применение антенн поверхностных волн.

Отличительной особенностью антенн поверхностных волн является малая толщина направителя, что позволяет применять их в качестве маловыступающих (низкосилуэтных) или невыступающих антенн. Известно, например, применение линейной плоской антенны в качестве глиссадной антенны, встроенной заподлицо в посадочную полосу на аэродроме. Широко применяются антенны поверхностных волн на летательных аппаратах. В этом случае роль металлической подложки играет обшивка летательного аппарата. Место установки антенны может существенно влиять на ее направленные свойства. Стержневые антенны для уменьшения лобового сопротивления устанавливаются по продольной оси летательного аппарата, обычно в его носовой или хвостовой части. Стержневые антенны применяются также в качестве облучателей зеркальных антенн. В заключение отметим, что недостатком антенн поверхностных волн является относительно большой уровень боковых лепестков. Антенны с диэлектрическим направителем имеют заметные потери, а при увеличении длины волны резко возрастает их вес. Для уменьшения веса иногда применяют стержневые диэлектрические антенны полой (трубчатой) конструкции.

Вау!! �� Ты еще не читал? Это зря!

• антенны поверхностных волн ,
• Диаграмма направленности

Статью про стержневые антенны поверхностных волн я написал специально для тебя. Если ты хотел бы внести свой вклад в развии теории и практики, ты можешь написать коммент или статью отправив на мою почту в разделе контакты. Этим ты поможешь другим читателям, ведь ты хочешь это сделать? Надеюсь, что теперь ты понял что такое стержневые антенны поверхностных волн, антенна поверхностных волн и для чего все это нужно, а если не понял, или есть замечания, то не стесняйся, пиши или спрашивай в комментариях, с удовольствием отвечу. Для того чтобы глубже понять настоятельно рекомендую изучить всю информацию из категории Устройства СВЧ и антенны

Из статьи мы узнали кратко, но содержательно про стержневые антенны поверхностных волн

Сверхширокополосная диэлектрическая стержневая антенна Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Павлов И. Д., Караев Я. В., Кот М. А.

Введение. Пространство, выделяемое для размещения антенны, в различных устройствах может характеризоваться неудобной для этого формой. В частности, на борту летательного аппарата длина и высота зоны размещения антенны соотносятся приблизительно как 5:1. Задача размещения антенны в этом пространстве предполагает разработку диэлектрической стержневой антенны со сходным соотношением габаритных размеров и возможностью удобного крепления на плоской проводящей поверхности. Широкополосность антенны характеризуется отношением верхней в fв нижней fн граничных частот рабочего диапазона. В авиационной технике целесообразно применение сверхшировополосных антенн, имеющих отношение в fв / fн = 9:1. При этом коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН) не должно превышать 3, коэффициент усиления (КУ) быть не менее 1 дБи, диаграмма направленности должна быть осесимметричной с уровнем боковых лепестков, не превышающим 25 %.Цель. Разработка и исследование характеристик сверхширокополосной диэлектрической стержневой антенны .Материалы и методы. Конструирование и определение параметров антенн выполнены электродинамическим моделированием в среде Ansoft HFSS. Предложены два различающихся конструктивно варианта сверхширокополосной диэлектрической стержневой антенны .Результаты. В результате проведенного моделирования получены антенны со следующими параметрами в требуемом диапазоне частот: для первого варианта КСВН не превышает 3.25, КУ изменяется от 6 до 12 дБи, диаграмма направленности осесимметричная с уровнем боковых лепестков, не превышающим 30 %; для второго варианта КСВН не превышает 2.75, КУ изменяется от 5 до 11 дБи, диаграмма направленности осесимметричная с уровнем боковых лепестков, не превышающим 20 %; Конструктивные особенности второго варианта позволяют удобно закрепить его на плоской проводящей поверхности.Заключение. Сравнение полученных результатов с требованиями, предъявляемыми к рассматриваемой антенне, показывают, что второй вариант, в отличии от первого, обладает допустимым уровнем согласования (КСВН 2.75 £ ) и бокового излучения диаграммы направленности (20 %) и может быть рекомендован для предполагаемого применения.

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Похожие темы научных работ по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям , автор научной работы — Павлов И. Д., Караев Я. В., Кот М. А.

Моделирование и практическая реализация широкополосной двухгребневой рупорной антенны с шириной рабочей полосы более октавы и высоким уровнем кроссполяризационной развязки

Экспериментальное исследование широкополосной антенной решетки К-диапазона с использованием структур из искусственного неоднородного диэлектрика

Разработка линзовой антенны с планарным поляризационным селектором для систем фиксированной радиосвязи частотного диапазона 28 ГГц

Печатная сверхширокополосная антенна с узкими полосами запирания
Сверхширокополосная сканирующая антенная решетка проволочных излучателей
i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.
i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Ultra Wide Band Dielectric Rod Antenna

Introduction. Often, the space allocated for placement of an antenna has an inconvenient shape for this. The inconvenience is that its overall dimensions, namely the length and height, relate to each other approximately as 5:1. The task of placing the antenna in the space, in the absence of ready-made solutions, involves the development of an antenna with a similar ratio (5:1) of overall dimensions and with the possibility of convenient mounting on a flat conductive surface. Also, in the 9:1 frequency band, the antenna should have the following radio technical characteristics: voltage standing wave coefficient (VSWR) of not more than 3, gain of at least 1 dBi, radiation patterns should be axisymmetric with side lobe level not exceeding 25 %.Aim. Development and study of the characteristics of an ultra-wideband dielectric rod antenna.Materials and methods. Two structurally different versions of an ultra-wideband dielectric rod antenna were proposed. The main radio technical characteristics of both options were obtained through electrodynamic modeling in Ansoft HFSS.Results. As a result of the simulation, the following radio characteristics were obtained: for the first option, the VSWR does not exceed 3.25 in the required frequency range, the gain varies from 6 to 12 dBi, the axisymmetric radiation patterns with the level of the side lobes not exceeding 30 %; for the second option, the VSWR does not exceed 2.75 in the required frequency range, the gain varies from 5 to 11 dBi, the axisymmetric radiation patterns with the level of the side lobes not exceeding 20 %; In addition, the structural differences of the second option make it convenient to fix it on a flat conductive surface.Conclusion. Comparison of the obtained results with the requirements for the antenna under consideration shows that, unlike the first, the second option has an acceptable level of matching (VSWR 2.75) and of side radiation of radiation patterns (20 %). Based on this, it can be concluded that only the second option is suitable for the intended application.

Текст научной работы на тему «Сверхширокополосная диэлектрическая стержневая антенна»

Электродинамика, микроволновая техника, антенны УДК 621.396.677.75

Сверхширокополосная диэлектрическая стержневая антенна

И. Д. Павлов10, Я. В. Караев1, М. А. Кот2

1АО «Центральное конструкторское бюро автоматики», Омск, Россия 2Омский государственный технический университет, Омск, Россия

Введение. Пространство, выделяемое для размещения антенны, в различных устройствах может характеризоваться неудобной для этого формой. В частности, на борту летательного аппарата длина и высота зоны размещения антенны соотносятся приблизительно как 5:1. Задача размещения антенны в этом пространстве предполагает разработку диэлектрической стержневой антенны со сходным соотношением габаритных размеров и возможностью удобного крепления на плоской проводящей поверхности. Широкополосность антенны характеризуется отношением верхней (f) и нижней (f) граничных частот рабочего диапазона. В авиационной технике целесообразно применение сверхширокополосных антенн, имеющих отношение f/f = 9:1. При этом коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН) не должен превышать 3, коэффициент усиления (КУ) должен быть не менее 1 дБи, диаграмма направленности должна быть осесимметричной с уровнем боковых лепестков, не превышающим 25 %. Цель работы. Разработка и исследование характеристик сверхширокополосной диэлектрической стержневой антенны.

Материалы и методы. Конструирование и определение параметров антенн выполнены электродинамическим моделированием в среде Ansoft HFSS. Предложены два различающихся конструктивно варианта сверхширокополосной диэлектрической стержневой антенны.

Результаты. В результате проведенного моделирования получены антенны со следующими параметрами в требуемом диапазоне частот:

— для первого варианта: КСВН не превышает 3.25, КУ изменяется от 6 до 12 дБи, диаграмма направленности осесимметричная с уровнем боковых лепестков, не превышающим 30 %;

— для второго варианта: КСВН не превышает 2.75, КУ изменяется от 5 до 11 дБи, диаграмма направленности осесимметричная с уровнем боковых лепестков, не превышающим 20 %.

Конструктивные особенности второго варианта позволяют удобно закрепить его на плоской проводящей поверхности.

Заключение. Сравнение полученных результатов с требованиями, предъявляемыми к рассматриваемой антенне, показывает, что второй вариант, в отличие от первого, обладает допустимым уровнем согласования (КСВН < 2.75) и бокового излучения диаграммы направленности (20 %) и может быть рекомендован для предполагаемого применения.

Ключевые слова: широкополосная антенна, диэлектрическая стержневая антенна, широкополосное согласование

Для цитирования: Павлов И. Д., Караев Я. В., Кот М. А. Сверхширокополосная диэлектрическая стержневая антенна // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 2020. Т. 23, № 2. С. 38-45. doi: 10.32603/1993-89852020-23-2-38-45

Конфликт интересов. Авторы заявляют об отсутствии конфликта интересов.

Статья поступила в редакцию 28.10.2019; принята к публикации после рецензирования 04.01.2020; опубликована онлайн 29.04.2020

© Павлов И. Д., Караев Я. В., Кот М. А., 2020

Контент доступен по лицензии Creative Commons Attribution 4.0 License This work is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 License

Electrodynamics, Microwave Engineering, Antennas

Ultra Wide Band Dielectric Rod Antenna

Ivan D. Pavlov1 Yaroslav V. Karaev1, Mark A. Kot2

1JSC «Central design bureau of automatics», Omsk, Russia 2Omsk State Technical University, Omsk, Russia

Introduction. Often, the space allocated for placement of an antenna has an inconvenient shape for this. The inconvenience is that its overall dimensions, namely the length and height, relate to each other approximately as 5:1. The task of placing the antenna in the space, in the absence of ready-made solutions, involves the development of an antenna with a similar ratio (5:1) of overall dimensions and with the possibility of convenient mounting on a flat conductive surface.

Also, in the 9:1 frequency band, the antenna should have the following radio technical characteristics: voltage standing wave coefficient (VSWR) of not more than 3, gain of at least 1 dBi, radiation patterns should be ax-isymmetric with side lobe level not exceeding 25 %.

Aim. Development and study of the characteristics of an ultra-wideband dielectric rod antenna. Materials and methods. Two structurally different versions of an ultra-wideband dielectric rod antenna were proposed. The main radio technical characteristics of both options were obtained through electrodynamic modeling in Ansoft HFSS.

Results. As a result of the simulation, the following radio characteristics were obtained:

— for the first option, the VSWR does not exceed 3.25 in the required frequency range, the gain varies from 6 to 12 dBi, the axisymmetric radiation patterns with the level of the side lobes not exceeding 30 %;

— for the second option, the VSWR does not exceed 2.75 in the required frequency range, the gain varies from 5 to 11 dBi, the axisymmetric radiation patterns with the level of the side lobes not exceeding 20 %.

In addition, the structural differences of the second option make it convenient to fix it on a flat conductive surface. Conclusion. Comparison of the obtained results with the requirements for the antenna under consideration shows that, unlike the first, the second option has an acceptable level of matching (VSWR 2.75) and of side radiation of radiation patterns (20 %). Based on this, it can be concluded that only the second option is suitable for the intended application.

Keywords: wideband antenna, dielectric rod antenna, wideband matching

For citation: Pavlov I. D., Karaev Ya. V., Kot M. A. Ultra Wide Band Dielectric Rod Antenna. Journal of the Russian Universities. Radioelectronics. 2020, vol. 23, no. 2, pp. 38-45. doi: 10.32603/1993-8985-2020-23-2-38-45

Conflict of interest. Authors declare no conflict of interest.

Submitted 28.10.2019; accepted 04.01.2020; published online 29.04.2020

Введение. Разработка различных авиационных систем предполагает размещение антенн, работающих в сверхширокой полосе частот, в малом полезном объеме сложной формы.

Сложность формы полезного пространства заключается в том, что его длина и высота относятся друг к другу приблизительно как 5:1. Размещение антенных элементов в данном объеме требует от них сходного соотношения габаритных размеров. Кроме того, конструкция антенн долж-

на позволять удобно закрепить их на плоской проводящей поверхности.

Рабочая полоса таких антенн должна характеризоваться отношением верхней (/в ) и нижней

(/н ) частот примерно /в//н = 9:1. В этой полосе они должны обеспечивать следующие параметры:

— коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН) не более 3;

— коэффициент усиления (КУ) не менее 1 дБи;

— диаграмма направленности (ДН) должна быть осесимметричной с уровнем боковых лепестков, не превышающим 25 %.

Подключаться к фидерной линии антенна должна через коаксиальный разъем.

В целом указанным требованиям удовлетворяет класс сверхширокополосных антенн. Среди них наиболее подходящими можно считать лого-периодические с конфигурацией, описанной в [1], и рупорные, например [2]. Однако проектирование антенн указанных типов характеризуется рядом сложностей. В частности, проектирование и последующая настройка логопериодической структуры [1] представляются достаточно трудоемкими из-за необходимости определения параметров замедляющей структуры, имеющей достаточно сложную форму. Использование рупорных антенн также затруднительно по причине их высокой металлоемкости и, как следствие, значительной массы.

Еще один тип антенн, удовлетворяющих предъявленным требованиям, — диэлектрические стержневые антенны [3-9]. К преимуществам данного типа антенн можно отнести относительную простоту диэлектрической замедляющей структуры (ДЗС), а также меньшую по сравнению с рупорными антеннами массу

В настоящей статье представлены разработка и исследование характеристик двух вариантов диэлектрических стержневых антенн. Характеристики получены электродинамическим моделированием методом конечных элементов в среде An-soft HFSS. Характеристики второго варианта антенны представляют особый интерес, поскольку предложенная для этого варианта конструкция не описана в проработанных источниках.

Методы. Моделирование в среде Ansoft HFSS осуществлялось методом конечных элементов. Расчет выполнялся с шагом по оси частот /н/4. Пространство решения разбивалось на элементы с размером ребра Хв/ 3, где X в — длина волны на верхней частоте рабочего диапазона.

Перед проведением моделирования разработаны конструкции антенн, на основании которых сформированы модели. Разработка включала три этапа.

Конструкция первого варианта антенны. На первом этапе была принята форма ДЗС, описанная в [3], [4] (рис. 1). Исходные соотношения для расчета параметров диэлектрического конуса 1 приведены в [4].

Рис. 1. Диэлектрическая замедляющая структура первого варианта антенны: 1 — продолговатый конус; 2 — переходная часть; 3 — диэлектрический стержень; 4 — диаграммообразующий конус

Fig. 1. Dielectric slowdown structure of the first embodiment of the antenna: 1 — oblong cone; 2 — transition part; 3 — dielectric rod; 4 — diagram-forming cone

Площадь его поперечного сечения выбирается из промежутка значений, верхняя и нижняя границы которого получаются из соотношений

где Хн — длина волны на нижней частоте диапазона; ег — диэлектрическая проницаемость материала.

Размеры других элементов ДЗС (рис. 1, 2-4) были получены путем масштабирования размеров, приведенных в [3], под требуемый частотный диапазон.

В [4] указано, что с ростом диэлектрической проницаемости материала, из которого изготавливаются диэлектрические элементы, рабочий частотный диапазон антенны сужается. В качестве материала для рассматриваемой антенны был выбран полиметилметакрилат (органическое стекло) с диэлектрической проницаемостью ег = 3.4.

После определения формы ДЗС необходимо выбрать способ возбуждения электромагнитных колебаний в ней. Способы, описанные в [4], [5], не подходят для рассматриваемой антенны, так как цилиндрический волновод и переход от коаксиальной линии к цилиндрическому волноводу не обеспечивают требуемого уровня согласования в широкой (9:1) полосе частот.

Анализ источников [3], [6-8], [11], [12] позволяет сделать вывод о том, что требуемой широко-полосности (9:1) позволяет достичь описанный в них способ возбуждения. В указанных работах рассмотрены различные варианты направляющей структуры, состоящей из двух расширяющихся металлических пластин, размещенных на диэлектрическом основании конической или пирамидальной формы. Возбуждаются эти пластины двухпроводной линией, так как распределение токов подобной структуры в точках возбуждения близко к распределению токов в ней. Подробно

Рис. 2. Cверхширокополосный коаксиальный кососрезанный трансформатор

Fig. 2. Ultra-wideband coaxial oblique transformer

на антенна, общий вид которой представлен на рис. 3. Металлические пластины 2 возбуждают в ДЗС 1 электромагнитные колебания. Коаксиальный кососрезанный трансформатор 3 обеспечивает широкополосное согласование волновых сопротивлений двухпроводной линии 2 и коаксиального входа антенны.

Параметры первого варианта антенны. Частотные зависимости КСВН антенн представлены на рис. 4. Рис. 5 показывает частотные зависимости КУ (О) антенн. Рис. 6 представляет ДН

Рис. 3. Общий вид первого варианта антенны: 1 — диэлектрическая четырехсекционная структура; 2 — металлические пластины; 3 — коаксиальный кососрезанный трансформатор

Fig. 3. General view of the first version of the antenna: 1 — dielectric four section structure; 2 — metal plates; 3 — coaxial oblique transformer

распределение токов в расширяющихся проводящих пластинах и расчет волнового сопротивления рассмотрены в [8].

В качестве устройства, обеспечивающего широкополосное согласование волновых сопротивлений двухпроводной линии и коаксиального входа антенны, принят сверхширокополосный коаксиальный согласующий и симметрирующий трансформатор (рис. 2) [10]. В результате получе-

1 2 3 4 5 6 7 8 ///н Рис. 4. Зависимость КСВН антенн от частоты: 1 — вариант 1; 2 — вариант 2

Fig. 4. Dependence of the VSWR on frequency: 1 — variant 1; 2 — variant 2

антенн D(9) = P(9)/Pnax в азимутальной плоскости на нижней границе частотного диапазона (а), посередине (б) и на верхней границе (в). Здесь P(9) — мощность излучения антенны по азимуту 0; pmax = P (0) — мощность излучения по продольной оси антенны. На рис. 4-6 зависимости для первого варианта антенны отмечены номером 1.

Q, дБи 12 11 10 9 8 7 6 5

1 2 3 4 5 6 7 8 ///н

Рис. 5. Зависимость коэффициента усиления антенн от частоты: 1 — вариант 1 ; 2 — вариант 2

Fig. 5. Dependence of the antenna gain on frequency: 1 — variant 1; 2 — variant 2

Рис. 6. Диаграммы направленности антенн в азимутальной плоскости на нижней границе частотного диапазона (а), посередине (б) и на верхней границе диапазона (в): 1 — вариант 1; 2 — вариант 2

Fig. 6. The directional patterns of the antennas in the azimuthal plane at the lower boundary of the frequency range (a), in the middle (б) and at the upper boundary of the range (в): 1 — variant 1; 2 — variant 2

Из представленных зависимостей следует, что в требуемом диапазоне частот максимальное значение КСВН первого варианта не превышает 3.25, его КУ изменяется от 6 до 12 дБи.

i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

Все представленные ДН осесимметричны. Уровень боковых лепестков на нижней границе для варианта 1 не превышает 20 %. В середине частотного диапазона уровни боковых лепестков этого варианта не превосходят 25 %, на верхней границе диапазона — не превосходят 35 %.

Анализ приведенных зависимостей показывает, что поставленным требованиям первый вариант удовлетворяет лишь частично. Так, значения

КСВН (см. рис. 4, 1) несколько превышают требуемые. Значения КУ в рабочем диапазоне частот (см. рис. 5, 1) требованиям удовлетворяют. Уровни боковых лепестков ДН на нижней границе (рис. 6, а, 1) и в середине частотного диапазона (рис. 6, б, 1) соответствуют требованиям, однако на верхней границе диапазона (рис. 6, в, 1) несколько превышают заявленное значение.

Конструкция второго варианта антенны. В связи с тем что характеристики разработанного варианта антенны не полностью удовлетворяют поставленной задаче, был предложен второй вариант ДЗС (рис. 7) со следующими конструктивными отличиями:

— изменение формы ДЗС. Размер переходной части 2 между основанием конуса 1 и диэлектрическим стержнем 3 по продольной оси структуры увеличен по сравнению с первым вариантом. Это сделало переход между элементами 2 и 3 более плавным;

— поперечные сечения всех элементов ДЗС представляют собой полуокружности, что облегчает размещение структуры на плоской проводящей поверхности и снижает вертикальный габаритный размер.

второго варианта антенны: 1 — продолговатый конус; 2 — переходная часть; 3 — диэлектрический стержень

Fig. 7. Dielectric slowdown structure of the second embodiment of the antenna: 1 — oblong cone; 2 — transition part;

3 — dielectric rod

С применением описанного варианта ДЗС разработан второй вариант антенны (рис. 8). В дополнение изменениям ДЗС в этом варианте антенны изменена форма проводящих пластин, возбуждающих в ней электромагнитные колебания. Одна из проводящих пластин заменена плоской стенкой отсека 4, в котором размещается антенна. Форма второй пластины 2 изменена с линейно расширяющейся на экспоненциальную, поскольку применение пластин, расширяющихся по экспоненциальному закону, позволяет увеличить полосу согласования [13], [14]. Пластина крепится к основанию с помощью диэлектрических стоек 5.

Согласующий и симметрирующий трансформатор оставлен без изменений. Излучающая структу-

Рис. 8. Общий вид второго варианта антенны: 1 — коаксиальный кососрезанный трансформатор; 2 — металлическая пластина; 3 — диэлектрическая замедляющая структура; 4 — основание — проводящая пластина; 5 — диэлектрические стойки

Fig. 8. General view of the second version of the antenna: 1 — coaxial oblique transformer; 2 — metal plate; 3 — dielectric slowdown structure; 4 — base — conductive plate; 5 — dielectric racks

ра, как и в первом варианте, возбуждается с помощью коаксиального кососрезанного трансформатора 1.

Параметры второго варианта антенны

представлены зависимостями 2 на рис. 4-6. Частотные зависимости КСВН показывают, что в требуемом диапазоне частот максимальное значение КСВН второго варианта не превышает 2.75 (рис. 4, 2). В требуемом диапазоне частот КУ второго варианта изменяется от 5 до 11 дБи (рис. 5, 2).

Второй вариант антенны также имеет осе-симметричные ДН в азимутальной плоскости во всем диапазоне частот. При этом уровни боковых лепестков на нижней границе не превышают 5 % (рис. 6, а, 2), в середине частотного диапазона не превосходят 17 % (рис. 6, б, 2), а на верхней границе диапазона — 20 % (рис. 6, в, 2). Таким образом, второй вариант антенны обладает характеристиками, полностью удовлетворяющими поставленному заданию.

Выводы. В результате проведенного электродинамического моделирования получены основные радиотехнические характеристики двух вариантов диэлектрических стержневых антенн.

Достигнутые значения КСВН (см. рис. 4) показывают, что поставленным техническим требованиям по этому параметру удовлетворяет лишь второй вариант антенны.

По значениям КУ в рабочем диапазоне частот (см. рис. 5) заданным значениям удовлетворяют оба варианта. К улучшению согласования привели изменения, внесенные в конструкцию варианта 2, коснувшиеся соотношения размеров частей диэлектрической структуры, вида и размещения проводящих пластин. Необходимо также отметить, что изменение формы сечения диэлектрической замедляющей структуры и связанное с ним

уменьшение вертикального габаритного размера варианта 2 привели к снижению усиления относительно варианта 1. Наряду с этим конструкция варианта 2 существенно лучше приспособлена для размещения на носителе.

По уровню боковых лепестков ДН оба варианта соответствуют требованиям на нижней границе и в середине частотного диапазона, однако на его верхней границе уровень боковых лепестков варианта 1 оказывается выше заявленного значения, в то время как вариант 2 продолжает удовлетворять требованиям технического задания (рис. 6).

В целом сравнение основных радиотехнических характеристик разработанных вариантов диэлектрических стержневых антенн показывает, что совокупности предъявляемых требований соответствует только вариант 2.

Заключение. Для размещения в ограниченном полезном объеме сложной формы предложены два варианта сверхширокополосной диэлектрической стержневой антенны. Для обоих вариантов проведено электродинамическое моделирование в среде Ansof HFSS.

Получены следующие результаты:

— КСВН не более 3.25 в диапазоне 9:1;

— КУ изменяется от 6 до 12 дБи в диапазоне 9:1;

— диаграммы направленности, приведенные на рис. 6 (кривые 1), осесимметричны с уровнем боковых лепестков 20, 25 и 35 % на нижней границе, посередине и верхней границе частотного диапазона соответственно.

— КСВН не более 2.75 в диапазоне 9:1;

— КУ изменяется от 5 до 11 дБи в диапазоне 9:1;

— диаграммы направленности, приведенные на рис. 6, осесимметричны с уровнем боковых

лепестков 5, 17 и 20 % на нижней границе, посередине и верхней границе частотного диапазона соответственно.

Сравнение полученных параметров со значениями, которые должна обеспечивать разрабатываемая антенна, позволяет сделать вывод о том, что первый вариант не соответствует предъявляемым требованиям в части максимального значения КСВН (3.25 при 3 допустимых) и максимально-

го уровня боковых лепестков диаграмм направленности (25 и 30 % при 25 % допустимых).

Второй вариант указанным требованиям соответствует, поэтому может быть рекомендован для предполагаемого применения.

Необходимо отметить, что конфигурация конструктивных элементов второго варианта антенны лучше согласуется с конструкцией летательного аппарата в зоне ее размещения. Эта конфигурация ранее в литературе не описана.

1. Lippincott W. L. Design of a Broadband Zig-Zag Pyramidal Log-Periodic Antenna // 2009 IEEE Anten. and Prop. Society Intern. Symp. Charleston, SC, USA, 1-5 June, 2009. doi: 10.1109/APS.2009.5172290

2. Пат. 2427060, МПК H01Q13/02. Сверхширокополосная рупорная антенна / Г. В. Коробейников, Д. Д. Кох-нюк, А. Р. Григорьев; опубл. 20.08.2011. Бюл. № 23.

3. Abumushar A. J., Sertel K. 5:1 Bandwidth Dielectric Rod Antenna using a Novel Feed Structure // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2017. Vol. 65, iss. 5. P. 2208-2214. doi: 10.1109/TAP.2017.2677379.

4. Kumar V. S., Kurup D. G. Design of Dielectric Rod Antenna for Ground Station Applications // 2017 IEEE Intern. Conf. on Antenna Innovations & Modern Technologies for Ground, Aircraft and Satellite Applications (iAIM). Bangalore, India, 24-26 Nov. 2017. doi: 10.1109/IAIM.2017.8402629

5. Qiu Jing-hui, Wang Nan-nan. Optimized Dielectric Rod Antenna for Millimeter Wave FPA Imaging System // 2009 IEEE Intern. Workshop on Imaging Systems and Techniques. Shenzhen, China, 11-12 May 2009. doi: 10.1109/IST.2009.5071621

6. The Dielectric Wedge Antenna / A. G. Yarovoy, A. D. Schukin, I. V. Kaploun, L. P. Ligthart // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2002. Vol. 50, iss. 10. P. 1460-1472. doi: 10.1109/TAP.2002.803968

7. Chung J. Y. Ultra wideband dielectric loaded horn antenna with dual linear polarization capability // Progress In Electromagnetics Research. 2010. Vol. 102. P. 397-411. doi: 10.2528/PIER10022703

8. Wittemen N. R. Ultra Wideband Dielectric Rod Antenna Advancements through Additive Manufacturing // 2018 IEEE Intern. Symp. on Anten. and Prop. & USNC/URSI National Radio Science Meeting. Boston, Massachusetts, 8-13 July, 2018. doi: 10.1109/APUSNCURSINRSM.2018.8608445

9. Lee K.-H., Chen C.-C., Lee R. UWB Dual-Linear Polarization Dielectric Horn Antennas as Reflector Feeds // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2007. Vol. 55, iss. 3. P. 798-804. doi: 10.1109/TAP.2007.891804

10. Duncan J. W., Minerva V. P. 100:1 Bandwidth Bal-un transformer // Proc. of the IRE. 1960. Vol. 48, iss. 2. P. 156-164. doi: 10.1109/JRPROC. 1960.287459

11. Numerical Modeling of Ultra Wideband Dielectric Horn Antennas Using FDTD / N. V. Venkatarayalu, C.-C. Chen, F. L. Teixeira, R. Lee // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2004. Vol. 52, iss. 5. P. 1318-1323. doi: 10.1109/TAP.2004.827510

12. Lai A. K. Y., Sinopoli A. L., Burnside W. D. A Novel Antenna for Ultra Wideband Applications // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 1992. Vol. 40, iss. 7. P. 755-760. doi: 10.1109/8.155739

13. Turk A. S., Keskin A. K., Senturk M. D. Dielectric Loaded TEM Horn-Fed Ridged Horn Antenna Design for Ultra Wideband Ground-Penetrating Impulse Radar // Turkish J. of Electrical Engineering & Computer Sciences. 2015. Vol. 23. P. 1479-1488. doi: 10.3906/elk-1303-48

14. Chung K., Pyun S., Choi J. Design of an Ultra wideband TEM Horn Antenna With a Microstrip-Type Balun // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2005. Vol. 53, iss. 10. P. 3410-3413. doi: 10.1109/TAP.2005.856396

Информация об авторах

Павлов Иван Дмитриевич — магистр по направлению «Радиотехника» (2017). Инженер-конструктор 3-й категории АО «Центральное конструкторское бюро автоматики» (Омск). Автор двух научных публикаций. Сфера научных интересов — электродинамика и антенно-фидерные устройства. Адрес: АО «Центральное конструкторское бюро автоматики», Космический пр., д. 24а, Омск, 644027, Россия E-mail: s-glok9@mail.ru https://orcid.org/0000-0002-0204-327X

Караев Ярослав Вячеславович — бакалавр по направлению «Радиотехника» (2018). Инженер-конструктор АО «Центральное конструкторское бюро автоматики» (Омск). Сфера научных интересов -электродинамика и антенно-фидерные устройства.

Адрес: АО «Центральное конструкторское бюро автоматики», Космический пр., д. 24а, Омск, 644027, Россия

Кот Марк Альбертович — дипломированный инженер по специальности «Системы движения поездов» (2017, Омский государственный университет путей сообщения). Аспирант Омского государственного технического университета по специальности «Радиотехника». Автор одной научной публикации. Сфера научных интересов — электродинамика и антенно-фидерные устройства.

Адрес: Омский государственный технический университет, пр. Мира, д. 11, Омск, 644050, Россия

1. Lippincott W. L. Design of a Broadband Zig-Zag Pyramidal Log-Periodic Antenna. 2009 IEEE Anten. and Prop. Society Intern. Symp. Charleston, SC, USA, 1-5 June, 2009. doi: 10.1109/APS.2009.5172290

2. Korobeinikov G. V., Kokhnyuk D. D., Grigor’ev A. R. Pat. RF 2427060. Ultra Wide Band Horn Antenna. Publ. 20.08.2011.

3. Abumushar A. J., Sertel K. 5:1 Bandwidth Dielectric Rod Antenna using a Novel Feed Structure. IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2017, vol. 65, iss. 5, pp. 2208-2214. doi: 10.1109/TAP.2017.2677379

4. Kumar V. S., Kurup D. G. Design of Dielectric Rod Antenna for Ground Station Applications. 2017 IEEE Intern. Conf. on Antenna Innovations & Modern Technologies for Ground, Aircraft and Satellite Applications (iAIM). Bangalore, India, 24-26 Nov. 2017. doi: 10.1109/IAIM.2017.8402629

5. Qiu Jing-hui, Wang Nan-nan. Optimized Dielectric Rod Antenna for Millimeter Wave FPA Imaging System. 2009 IEEE Intern. Workshop on Imaging Systems and Techniques. Shenzhen, China, 11-12 May 2009. doi: 10.1109/IST.2009.5071621

6. Yarovoy A. G., Schukin A. D., Kaploun I. V., Ligthart L. P. The Dielectric Wedge Antenna. IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2002, vol. 50, iss. 10, pp. 1460-1472. doi: 10.1109/TAP.2002.803968

7. Chung J. Y. Ultra Wideband Dielectric Loaded Horn Antenna with Dual Linear Polarization Capability. Progress In Electromagnetics Research. 2010, vol. 102, pp. 397-411. doi: 10.2528/PIER10022703

8. Wittemen N. R. Ultra Wideband Dielectric Rod Antenna Advancements through Additive Manufacturing. 2018 IEEE Intern. Symp. on Anten. and Prop. & USNC/URSI National Radio Science Meeting. Boston, Massachusetts, 8-13 July, 2018. doi: 10.1109/APUSNCURSINRSM.2018.8608445

9. Lee K.-H., Chen C.-C., Lee R. UWB Dual-Linear Polarization Dielectric Horn Antennas as Reflector Feeds. IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2007, vol. 55, iss. 3, pp. 798-804. doi: 10.1109/TAP.2007.891804

10. Duncan J. W., Minerva V. P. 100:1 Bandwidth Bal-un transformer. Proc. of the IRE. 1960, vol. 48, iss. 2, pp. 156-164. doi: 10.1109/JRPR0C.1960.287459

11. Venkatarayalu N. V., Chen C.-C., Teixeira F. L., Lee R. Numerical Modeling of Ultra Wideband Dielectric Horn Antennas Using FDTD. IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2004, vol. 52, iss. 5, pp. 1318-1323. doi: 10.1109/TAP.2004.827510

12. Lai A. K. Y., Sinopoli A. L., Burnside W. D. A Novel Antenna for Ultra Wideband Applications. IEEE Trans. on Anten. and Prop. 1992, vol. 40, iss. 7, pp. 755-760. doi: 10.1109/8.155739

13. Turk A. S., Keskin A. K., Senturk M. D. Dielectric Loaded TEM Horn-Fed Ridged Horn Antenna Design for Ultra Wideband Ground-Penetrating Impulse Radar. Turkish J. of Electrical Engineering & Computer Sciences. 2015, vol. 23, pp. 1479-1488. doi: 10.3906/elk-1303-48

14. Chung K., Pyun S., Choi J. Design of an Ultra wideband TEM Horn Antenna With a Microstrip-Type Balun. IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2005, vol. 53, iss. 10, pp. 3410-3413. doi: 10.1109/TAP.2005.856396

Information about the authors

Ivan D. Pavlov, Master in Radio Engineering (2017), Design Engineer in JSC «Central Design Bureau Of Automatics» (Omsk). The author of 2 scientific publications. Area expertise: electrodynamics and antenna feeder devices. Address: JSC «Central Design Bureau Of Automatics», 24a Cosmic Ave., Omsk 644027, Russia E-mail: s-glok9@mail.ru https://orcid.org/0000-0002-0204-327X

Yaroslav V. Karaev, Bachelor in Radio Engineering (2018). Design Engineer in JSC «Central Design Bureau Of Automatics» (Omsk). Area expertise: electrodynamics and antenna feeder devices. Address: JSC «Central Design Bureau Of Automatics», 24a Cosmic Ave., Omsk 644027, Russia E-mail: yaroslav.karaev@bk.ru https://orcid.org/0000-0001-6889-597X

Mark A. Kot, Certified Engineer in «Train Traffic Systems» (2017, Omsk State Transport University). Postgraduate student of Omsk State Technical University. The author of 1 scientific publications. Area expertise: electrodynamics and antenna feeder devices.

Address: Omsk State Technical University, 11 Mira Ave., Omsk 644050, Russia

Сверхширокополосная диэлектрическая стержневая антенна

Введение. Пространство, выделяемое для размещения антенны, в различных устройствах может характеризоваться неудобной для этого формой. В частности, на борту летательного аппарата длина и высота зоны размещения антенны соотносятся приблизительно как 5:1. Задача размещения антенны в этом пространстве предполагает разработку диэлектрической стержневой антенны со сходным соотношением габаритных размеров и возможностью удобного крепления на плоской проводящей поверхности. Широкополосность антенны характеризуется отношением верхней в f_в нижней f_н граничных частот рабочего диапазона. В авиационной технике целесообразно применение сверхшировополосных антенн, имеющих отношение в f_в / f_н = 9:1. При этом коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН) не должно превышать 3, коэффициент усиления (КУ) быть не менее 1 дБи, диаграмма направленности должна быть осесимметричной с уровнем боковых лепестков, не превышающим 25 %.

Цель. Разработка и исследование характеристик сверхширокополосной диэлектрической стержневой антенны.

Материалы и методы. Конструирование и определение параметров антенн выполнены электродинамическим моделированием в среде Ansoft HFSS. Предложены два различающихся конструктивно варианта сверхширокополосной диэлектрической стержневой антенны.

Результаты. В результате проведенного моделирования получены антенны со следующими параметрами в требуемом диапазоне частот: – для первого варианта – КСВН не превышает 3.25, КУ изменяется от 6 до 12 дБи, диаграмма направленности осесимметричная с уровнем боковых лепестков, не превышающим 30 %; – для второго варианта – КСВН не превышает 2.75, КУ изменяется от 5 до 11 дБи, диаграмма направленности осесимметричная с уровнем боковых лепестков, не превышающим 20 %; Конструктивные особенности второго варианта позволяют удобно закрепить его на плоской проводящей поверхности.

Заключение. Сравнение полученных результатов с требованиями, предъявляемыми к рассматриваемой антенне, показывают, что второй вариант, в отличии от первого, обладает допустимым уровнем согласования (КСВН 2.75 £ ) и бокового излучения диаграммы направленности (20 %) и может быть рекомендован для предполагаемого применения.

Ключевые слова

Об авторах

АО «Центральное конструкторское бюро автоматики»
Россия

Павлов Иван Дмитриевич – магистр по направлению «Радиотехника» (2017). Инженер-конструктор 3 категории

Автор двух научных публикаций. Сфера научных интересов – электродинамика и антенно-фидерные устройства.

АО «Центральное конструкторское бюро автоматики»
Россия

Караев Ярослав Вячеславович – бакалавр по направлению «Радиотехника» (2018). Инженерконструктор

Сфера научных интересов – электродинамика и антенно-фидерные устройства.

Омский государственный технический университет
Россия
Кот Марк Альбертович – дипломированный инженер по специальности «Системы движения поездов» (2017, Омский государственный университет путей сообщения). Аспирант Омского государственного технического университета по специальности «Радиотехника». Автор одной научной публикации. Сфера научных интересов – электродинамика и антенно-фидерные устройства.

Список литературы

1. Lippincott W. L. Design of a Broadband Zig-Zag Pyramidal Log-Periodic Antenna // 2009 IEEE Anten. and Prop. Society Intern. Symp. Charleston, SC, USA, 1–5 June, 2009. doi: 10.1109/APS.2009.5172290

2. Пат. 2427060, МПК H01Q13/02. Сверхширокополосная рупорная антенна / Г. В. Коробейников, Д. Д. Кохнюк, А. Р. Григорьев. Опубл. 20.08.2011. Бюл. № 23.

3. Abumushar A. J., Sertel K. 5:1 Bandwidth Dielectric Rod Antenna using a Novel Feed Structure // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2017. Vol. 65, iss. 5. P. 2208–2214. doi: 10.1109/TAP.2017.2677379.

4. Kumar V. S., Kurup D. G. Design of Dielectric Rod Antenna for Ground Station Applications // 2017 IEEE Intern. Conf. on Antenna Innovations & Modern Technologies for Ground, Aircraft and Satellite Applications (iAIM). Bangalore, India, 24–26 Nov. 2017. doi: 10.1109/IAIM.2017.8402629.

5. Qiu Jing-hui, Wang Nan-nan. Optimized Dielectric Rod Antenna for Millimeter Wave FPA Imaging System / 2009 IEEE Intern. Workshop on Imaging Systems and Techniques. Shenzhen, China, 11–12 May 2009. doi: 10.1109/IST.2009.5071621

6. The Dielectric Wedge Antenna / A. G. Yarovoy, A. D. Schukin, I. V. Kaploun, L. P. Ligthart // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2002. Vol. 50, iss. 10. P. 1460–1472. doi: 10.1109/TAP.2002.803968

7. Chung J. Y. Ultra wideband dielectric loaded horn antenna with dual linear polarization capability. Progress In Electromagnetics Research. 2010. Vol. 102. P. 397– 411. doi: 10.2528/PIER10022703

8. Wittemen N. R. Ultra Wideband Dielectric Rod Antenna Advancements through Additive Manufacturing // 2018 IEEE Intern. Symp. on Anten. and Prop. & USNC/URSI National Radio Science Meeting. Boston, Massachusetts. 8–13 July, 2018. doi: 10.1109/APUSNCURSINRSM.2018.8608445

9. Lee K.-H., Chen C.-C., Lee R. UWB Dual-Linear Polarization Dielectric Horn Antennas as Reflector Feeds // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2007. Vol. 55, iss. 3. P. 798–804. doi: 10.1109/TAP.2007.891804

10. Duncan J. W., Minerva V. P. 100:1 Bandwidth Balun transformer // Proc. of the IRE. 1960. Vol. 48, iss. 2. P. 156–164. doi: 10.1109/JRPROC.1960.287459

11. Numerical Modeling of Ultra Wideband Dielectric Horn Antennas Using FDTD / N. V. Venkatarayalu, C.-C. Chen, F. L. Teixeira, R. Lee // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2004. Vol. 52, iss. 5. P. 1318–1323. doi: 10.1109/TAP.2004.827510

12. Lai A. K. Y., Sinopoli A. L., Burnside W. D. A Novel Antenna for Ultra Wideband Applications // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 1992. Vol. 40, iss. 7. P. 755–760. doi: 10.1109/8.155739

13. Turk A. S., Keskin A. K., Senturk M. D. Dielectric Loaded TEM Horn-Fed Ridged Horn Antenna Design for Ultra Wideband Ground-Penetrating Impulse Radar // Turkish J. of Electrical Engineering & Computer Sciences. 2015.Vol. 23.P.1479–1488. doi: 10.3906/elk-1303-48

14. Chung K., Pyun S., Choi J. Design of an Ultra wideband TEM Horn Antenna With a Microstrip-Type Balun // IEEE Trans. on Anten. and Prop. 2005. Vol. 53, iss. 10. P. 3410–3413. doi: 10.1109/TAP.2005.856396

ДИЭЛЕКТРИЧЕСКАЯ АНТЕНА

1. ПАРАМЕТРЫ НАПРАВЛЯЮЩИХ ПОВЕРХНОСТЕЙ

Поверхностными волнами называют волны, которые распространяются вдоль некоторой поверхности, как бы “прилипая” к ней, причем амплитуда волн медленно затухает вдоль этой поверхности и быстро — по экспоненциальному (или близкому к нему) закону — убывает при удалении от нее по нормали. Вся энергия переносится волной в тонком слое, прилегающем к направляющей поверхности. Поверхностные волны возникают на границах раздела сред с различными электрическими параметрами, фазовая скорость в одной из которых меньше, чем во второй. Одной из этих сред в антенной технике обычно является воздух, а второй может служить среда, в которой распространяются так называемые “медленные” волны, имеющие скорость, меньшую скорости в свободном простран­стве. Эффект полного внутреннего отражения возникает в случае преломления волны, если она переходит из более плотной среды в менее плотную, при углах падения =пво (угол полного внутреннего отражения), угол преломления =90. Обращаясь к закону Снелля , (1) где — угол падения; — угол преломления, — коэффициент преломления более плотной среды, — коэффициент преломления менее плотной среды; — коэффициенты диэлектрической проницаемости соответственно первой и второй среды, видим, что при >(для воздуха =1) и >пво, величина sin должна быть больше еди­ницы. Очевидно, что при любых вещественных значениях угла преломления такая ситуация невозможна. Тем не менее, из­вестно, что синус, рассматри­ваемый как функция комплекс­ного аргумента, может прини­мать любые большие значе­ния. В соответствии с этим предположением, а также в случае >пво, угол преломления получает мнимое приращение. При этом мож­но записать i, sin == ch , cos == — i sh . (2) Здесь — мнимая часть угла преломления. Подставляя выражения (2) в выражение для волны, распространяющейся вдоль произвольно направленной оси z , получаем: . (3) По математической форме данное соотношение весьма напоминает выражение для комплексной амплитуды плоской волны, распростра­няющейся в среде с потерями. Такие волны носят название неоднородных пло­ских волн. С физической точки зрения неоднородная плоская волна распространяется вдоль границы раздела, как бы “прилипая” к ней. Указанная особенность дает основание назвать такие волны поверхностными волнами. На первый взгляд может показаться, что понятие комплексного угла преломления введено несколько искусственно. Однако, по — существу, подобное расширение понятия плоской волны справедливо, поскольку комплексная амплитуда вида (3) служит решением уравнения Гельмгольца + =0, в чем можно убедиться непосредственной подстановкой, приняв во внимание, что sh=ch— 1. Так как ch>l, постоянная распространения поверхностной вол­ны пов= всегда больше, чем постоянная распространения од­нородной плоской волны с той же самой частотой, распространяю­щейся в среде 2. Ввиду того, что постоянная распространения не­посредственно связана с фазовой скоростью соотношением Vф=/, приходим к выводу, что поверхностные волны распространяются со скоростью, меньшей, чем соответствующие однородные плоские волны. По этой причине поверхностные волны часто называются замед­ленными волнами. Предельное замедление получается тогда, когда падающая волна распространяется параллельно границе раздела, т. е. при ch=л/2. При этом ch=, (4) Таким образом, в пределе фазовая скорость волн в менее плот­ной среде стремится к величине, свойственной более плотной среде. Остановимся, наконец, на вопросе о глубине проникновения волн в среду 2 при выполнении условия >пво. Из формулы (3) следует, что глубина, на которой амплитуда поля уменьшается в е раз, равна d=1/. Таким образом, поле в среде 2 существует лишь в поверхност­ном слое, толщина которого порядка одной длины волны в среде с диэлектрической проницаемостью . Важно отметить, что с замедлением фазовой скорости глубина проникнове­ния поля в менее плотную среду уменьшается. В антенной технике хорошо изучены и находят применение по­верхностные волны, распространяющиеся вдоль круглой цилиндри­ческой и плоской поверхностей раздела сред [1]. Направляющую поверхность можно охарактеризовать так называемым поверхностным сопротивлением, равным отношению касательных составляющих электрического и магнитного полей на гра­нице раздела в воздухе, Zs =.Затухание поверхностной волны вдоль направляющей поверх­ности, если второй средой является воздух, обычно невелико. А постоянную распространения можно считать совпадающей с постоянной сдвига фазы, определяя фазовую ско­рость как Vф = , где , где — длина волны вдоль направляющей поверхности. Принципиально могут быть созданы поверхности, у которых Vф >с. Чтобы вдоль них направить волну, необходимо над направляющей иметь вторую, гладкую металлическую поверхность, препятствующую излучению энергии в пространство. В отсутствие второй поверхности исполь­зуют лишь направляющие поверхности с Vф< с, т. е. замедленные волны. Примем зависимость компонент поля от расстояния y вдоль нормали к поверхности в виде e. Тогда можно показать [2], что постоянная распространения вдоль нормали связана с поверхностным сопротивлением равенством Z(5) где =— i — постоянная распространения вдоль нормали; — коэффициент затухания, -постоянная сдвига фазы. Если постоянная распространения вещественна, то отсутствует уходящая от поверхности волна, и амплитуда поля убывает по экспоненциальному закону вдоль нормали. Мнимая постоянная рас­пространения дает только волны, уходящие от поверхности. Следо­вательно, поверхностные волны не могут существовать, если по­верхностное сопротивление чисто активно, и распространяются без излучения, если оно имеет чисто реактивный характер. Для обеспечения осевого излучения необходимо выбирать поверхности, у ко­торых реактивная часть поверхностного сопротивления значительно превосходит активную. Рассмотрим некоторые типы антенн с поверхностными волнами. 2.ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СТЕРЖНЕВЫЕ АНТЕННЫ Диэлектрические стержневые антенны представляют собой ди­электрические стержни круглого или прямоугольного сечения, возбуждаемые соответственно полем H или H в круглом или прямоугольном волноводе, в который вставляют один из концов диэлектрического стержня. Поперечное сечение стержня обычно вы­полняется несколько суживающимся к противоположному концу; длина стержня составляет 3—5 длин волн. Существует строгое решение [3] для волн, распространяющихся вдоль круглого цилиндрического бесконечно длинного диэлектриче­ского стержня. Из этого решения следует, что в стержне могут рас­пространяться поперечно-электрические и поперечно-магнитные волны, как симметричные (H, ), так и несимметричные (Н, Е) отно­сительно оси стержня, весьма сходные с соответствующими волнами в круглом волноводе, причем несимметричные электрические и маг­нитные волны порознь существовать не могут. Симметричные волны не дают излучения вдоль оси стержня и поэтому не используются в диэлектрической антенне, где нуж­на волна, поле которой имеет преимущественное направление пло­скости поляризации. Такой волной является несимметричная волна типа H.На основании строгого решения можно сделать следующие выводы относительно волны этого типа: Рис. I, 1. Электромагнитное поле в диэлек­трическом стержне. 1) Структура электромагнитного поля в стержне аналогична струк­туре поля в питающем волноводе, за исключением того, что на гра­нице диэлектрик — воздух касательные составля­ющие поля непрерывны, т. е. поле существует и вне стержня; перенос энер­гии происходит как внут­ри, так и вне стержня. Поверхностные токи на стенках волновода в ди­электрическом стержне за­меняются токами смеще­ния в воздухе, поэтому кроме поперечно-электрической волны возбуж­денной волноводом, возни­кает и поперечно-магнитная волна (рис. I,1). 2) Отношение мощностей, переносимых внутри и вне стержня р/p и фазовая скорость распространения вдоль него являются функ­циями его относительного радиуса / и диэлектрической проницае­мости. При постепенном увеличении радиуса мощность, переносимая внутри стержня, возрастает, причем при данном его радиусе она тем больше, чем выше диэлектрическая проницаемость (рис. 1,2); фазовая скорость распространения уменьшается, приближаясь к ско­рости в безграничной среде с диэлектрической проницаемостью стержня (рис. 1,3). В отличие от симметричных, несимметричные волны не имеют критической частоты, т. е. могут существовать при низких частотах. / Рис. I,2. Зависимость отношения мощностей волны внутри и вне диэлектрического стержня от его отно­сительного радиуса / и диэлектрической проницае­мости Как уже упоминалось, в диэлектрических антеннах применяют обычно конусообразные стержни. Конусообразность стержня необхо­дима, чтобы увеличить излучение с его боковой поверхности и сделать это излучение приблизительно одинаковым по всей длине стержня. 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 /Рис. 1,3. Зависимость фазовой скорости распространения в стержне от его относительного радиуса / В цилиндрическом стержне из идеального диэлектрика излуче­ние с боковой поверхности должно вообще отсутствовать, в реальном стержне оно невелико и. убывает к его концу. Благодаря конусообразной форме постепенно излучается почти вся энергия, переносимая волной, поэтому почти не возникает отражений и устанавливается режим, близкий к бегущей волне. Этому способствует также постепенное увеличение фазовой скорости, которая на конце стержня приближается к скорости в свободном пространстве, т.е. стержень согласуется со свободным пространством. Диэлектрическая стержневая антенна относится к антеннам бегущей волны и имеет осевое излучение. Строгое решение для стержней конической формы и конечной длины отсутствует. Благодаря небольшой конусообразности и режиму бегущей волны в каждом сечении стержня используют при решении внешней задачи приведенные выше выводы. Внешнюю задачу решают, считая известными либо поля на поверхности стержня [З], либо поля в его поперечном сечении. Второй способ является более простым, но требует замены полей в диэлек­трике эквивалентными токами в соответствии с так так называемым “вторым принципом эквивалентности”. Уравнения Максвелла для области внутри диэлектрического стержня можно записать в виде rot Н =i, (6)rot E =-i , где предполагаем, что сторонние токи отсутствуют, а диэлектрик — идеальный (= 0). Прибавим и отнимем в правой части первого уравнения величину i, тогда получим rot Н =i()E+ i. (7) Величину j= i()E (8) можно рассматривать как эквивалентный сторонний ток. Следова­тельно, диэлектрический стержень можно заменить системой экви­валентных токов (8), непрерывно распределенных в объеме, занимаемом стержнем. Амплитудное и фазовое распределение экви­валентного тока совпадает с амплитудным и фазовым распределе­нием вектора электрического поля внутри стержня. Можно представить диэлектрический стержень как линейную систему дисковых излучателей, возбуждаемых бегущей водной. Ам­плитудное распределение эквивалентных токов в каждом диске при­близительно совпадает с амплитудным распределением полей в раскрыве круглого или прямоугольного волновода в зависимости от формы сечения диэлектрического стержня. Диаграмма направленности антенны равна произведению диа­граммы направленности диска на диаграмму направленности систе­мы с бегущей волной: F()=F()F() (9) Ограничимся рассмотрением диаграмм направленности стержне­вой антенны круглого поперечного сечения. В плоскостях E и H из­лучение полей поперечной поляризации взаимно компенсируется, т. е. можно считать, что каждый диск обтекается эквивалентным током одинакового направления, совпадающим с направлением оси стержня х (рис. 1.1). Элементарными излучателями в случае диэлектрической антенны являются не излучатели Гюйгенса, а элементарные эквивалентные токи j. Поэтому диаграммы направленности дисков отличаются от диаграмм направленности раскрыва волновода только заменой множителей, характеризующих диаграмму направ­ленности излучателя Гюйгенса, на множитель cos в электрической плоскости и на единицу — в магнитной. Воспользовавшись этими заменами получим диаграмму направленности диэлектри­ческой стержневой антенны круглого поперечного сечения в плоско­стях Е иH:F=cos(kasin)(10)F()=(11) где aи L— средний радиус и длина стержня; J —коэффициент укорочения волны в стержне (для замедленной волны >1); = 1,841 —первый корень производной бесселевой функции пер­вого порядка; J— функция Бесселя и Лямбда — функция первого порядка; N — нормирующий множитель. Диаграмма направленности антенны почти одинакова в обеих пло­скостях и определяется в основном последним множителем, тем точ­нее, чем тоньше и длиннее стержень. В соответствии с этим мак­симальный к. н. д. антенны получается при оптимальном коэффициенте укорочения волны , при котором к. н. д. равен D. При коэффициенте укорочения, отличающемся от оптимального, D= 4A , (12) где А = находят по графикам. В высококачественных диэлектриках (тролитул, полистирол и т. п.) потери весьма малы, коэффициент полезного действия антенны бли­зок к единице, поэтому при расчетах можно полагать коэффициент усиления равным к. н. д. Максимальный диаметр стержня выбирается из условия, чтобы в волноводе, заполненном диэлектриком, распространялась волна H, критическая длина которой в воздухе составляет =3,41a, и не возбуждались волны высших типов, начиная с волны E с критической длиной волны =2.62a . Следовательно, максимальный диаметр стержня должен удовлетворять усло­вию < d< (13) Минимальный диаметр можно найти, определив предварительно из требований, предъявляемых либо к к. н. д. (I2), либо к ши­рине главного лепестка диаграммы направленности, длину стержня L. Затем можно вычислить значение оптимального коэффициента укорочения . Предполагая, что соответствует среднему диаметру стержня d, находим последний по графикам [3], после чего вычисляем и минимальный диаметр (14) В литературе [1] рекомендуется для обеспечения оптимального к. н. д. выбирать диаметры стержня по следующим полуэмпирическим формулам: dd(15) На рио.1.4 приведены экспериментальные диаграммы направленности оптимальной диэлектрической антенны из полистирола однородного прямоугольного сечения с размерами около λ/2 – λ/3 для трех раз­личных длин: L/ λ = 3, 6, 9. На этом же рисунке Рис.1.4 приведены измеренные значения коэффициента направленного действия в децибелах. Рассмотрение приведенных кривых указывает на наличие у диэлектрических антенн больших боковых лепестков, а также на отсутствие нулей излучения между лепестками, что объясняется затуханием волны при распространении в диэлектрическом стерж­не, связанным с потерей энергии на нагревание диэлектрика. Ширина главного лепестка и коэффициент направленности действия с точностью до 20% согласуются с приведенными выше формулами. Кроме конических стержней круглого сечения применяют, как уже указывалось выше, суживающиеся прямоугольные стержни. На рис.1.5 показана диэлектрическая стержневая антенна прямоугольного поперечного сечения линейно заостряющаяся на протяжении более половины стержня ( длина стержня 6λ). На этом же рисунке показана кривая изменения фазовой скорости волны в различных сечениях стержня. На рис.1.6 приведена экспериментально измеренная диаграмма направленности этой антенны. Рис.1.5 Рис.1.6 С целью уменьшения габаритов антенны и конструктивных удобств срезают половину стержня вдоль оси и помещают его на металли­ческий лист. Срезанная половина стержня при этом как бы воспол­няется зеркальным изображением. Известны также попытки умень­шить потери в стержне применением диэлектрических труб, однако это приводит к увеличению размеров антенны. Для формирования диаграмм направленности с узким главным лепестком применяют системы из нескольких стержневых антенн. Особенный интерес представляют многостержневые антенны, в кото­рых стержни изготовлены из феррита. Ферритовые излучатели имеют ряд преимуществ по сравнению со стержнями, изготовлен­ными из обычных высококачественных диэлектриков — тролитула, полистирола и т. п. Высокочастотные ферриты имеют малые потери и высокую диэлек­трическую проницаемость (13). Благодаря весьма малым разме­рам (например, при = 3 см диаметр стержня — около 6 мм, длина около 11 см) питание излучателей осуществляют путем погружения одного их конца непосредственно в волновод или объемный резона­тор. Это позволяет создавать многоэлементные остронаправленные антенны различных типов—резонансные, нерезонансные и c согласованными излучателями. С помощью подмагничивающих устройств, которыми могут быть снабжены ферритовые стержни, можно осуществить поворот плоско­сти поляризации и быстрое электрическое качание луча по задан­ному закону. Поворот плоскости поляризации можно осуществлять и в диэлектрической стержневой антенне, если между возбуждающим устройством и диэлектрическим стержнем расположить фазирующую секцию . Роль фазирующей секции заключается в разложении вектора линейно поляризованного электромагнитного поля на две взаимно перпендикулярные равноамплитудные составляющие, лежащие в плоскости, перпендикулярной направлению распространения волны, и создании между ними фазового сдвига в 90. В работе используется фазирующая секция (рис.1.7), являющаяся продолжением конического стержня антенны. Секция представляет собой плоскую пластину толщиной 4 мм, с одной стороны плавно переходящую в круглый диэлектрический стержень антенны, а с другой, имеющая плавный скос, обеспечивающий уменьшение отражений возбуждающей волны Н в круглом волноводе. Рис 1.7Для получения волн с круговым вращением плоскости поляризации пластина должна быть повернута на 45относительно вектора Е в возбуждающей волне. В этом случае вектор Е волны Н в круглом волноводе можно представить состоящим из двух ортогональных составляющих, одна из которых Еперпендикулярна пластине, другая Е параллельна. Диэлектрическая пластина замедляет скорость волны с Е по сравнению со скоростью волны с Е. Длину пластины задают такой, чтобы разность фаз этих волн на выходе фазирующей секции составила 90. Если повернуть пластину вокруг оси на 90, то направление вращения плоскости поляризации изменится на противоположное.

26.03.2015 108.54 Кб 51 ДЗ2.doc
26.03.2015 1.73 Mб 7 ДЗ4.doc
26.03.2015 30.24 Кб 38 Диоген Синопский.docx
26.04.2019 1.56 Mб 4 диск (2).doc
26.03.2015 110.96 Кб 24 Дисплеи мобильных устройств.docx
26.03.2015 12.86 Mб 68 ДИЭЛЕКТРИЧЕСКАЯ АНТЕНА.rtf
26.03.2015 499.71 Кб 10 Для студентов.doc
26.03.2015 192.67 Кб 4 доклад.docx
26.03.2015 29.18 Кб 11 Документ Microsoft Office Word 97 — 2003 (3).doc
26.03.2015 420.35 Кб 9 Документ Microsoft Word (2).doc
08.11.2018 4.39 Mб 65 Документ Microsoft Word Лаборат практикум (16).doc
Ограничение

Для продолжения скачивания необходимо пройти капчу: