Какую роль в оу выполняет входной каскад

12.7. Операционные усилители

В УПТ прямого усиления отсутствуют компоненты, не поддающиеся микроминиатюризации. В связи с этим в настоящее время их изготавливают в виде интегральных микросхем. Очень распространенным типом таких усилителей является операционный усилитель (ОУ). Это название данный тип усилителей получил тогда, когда их использовали только для выполнения математических операций – суммирования, перемножения, интегрирования, дифференцирования, логарифмирования и т.д. В настоящее время ОУ являются универсальными устройствами, используемыми для построения схем различных усилителей, генераторов, формирователей, преобразователей, активных фильтров, стабилизаторов напряжения, источников эталонного напряжения и большого числа других приборов.

Интегральный ОУ представляет собой УПТ прямого усиления с симметричным входом, большим коэффициентом усиления, широкой полосой пропускания, высоким входным сопротивлением, низким выходным сопротивлением, малым дрейфом нуля, высоким подавлением синфазных сигналов и несимметричным выходом.

Независимо от сложности принципиальной схемы структурная схема ОУ содержит следующие основные функциональные узлы: входной каскад, промежуточный каскад – усилитель напряжения, схему сдвига уровня и выходной каскад – усилитель мощности (рис. 12.88).

Входной каскад представляет собой дифференциальный каскад, свойства которого определяют входные параметры всего ОУ. Некоторые варианты реализации дифференциальных каскадов представлены на рис. 12.89. На рис. 12.89а приведена схема простейшего дифференциального каскада на биполярных транзисторах. На рис. 12.89б изображен простейший дифференциальный каскад на полевых транзисторах. В этой схеме для повышения коэффициента усиления дифференциального сигнала вместо стоковых резисторов включены транзисторы VT3, VT4, внутреннее сопротивление которых в этом случае является нагрузкой основных транзисторов VT1, VT2.

Основным достоинством дифференциальных каскадов на полевых транзисторах является высокое входное сопротивление. Дрейфом по току в них практически можно пренебречь, однако дрейф по напряжению сравнительно большой.

Промежуточный каскад предназначен для согласования входного каскада с оконечным и создания максимального усиления напряжения. Большое усиление напряжения в одном каскаде можно получить только благодаря использованию динамической нагрузки.

Поэтому в интегральных ОУ промежуточные каскады в основном выполняются с динамической нагрузкой по схеме с общим эмиттером. Их схемы могут быть симметричными и несимметричными, причем последние получили более широкое распространение. В качестве усилительных элементов в промежуточных каскадах используются как одиночные транзисторы, так и составные. Некоторые варианты построения промежуточных каскадов представлены на рис. 12.90.

Выбор той или иной схемы промежуточного каскада зависит от требований к его входному сопротивлению и типу входа. Если требуется несимметричный вход и не требуется большое входное сопротивление, может быть применена схема, изображенная на рис. 12.90а, в которой в качестве усилительного элемента используется составной транзистор VT3, VT4. Динамической нагрузкой составного транзистора является диод VD и транзистор VT1. Конденсатор C предназначен для внутренней коррекции АЧХ ОУ. Если требуется получить весьма малое входное сопротивление и симметричный вход, может быть применена схема, приведенная на рис. 12.90б. Она содержит два усилительных транзистора VT1, VT2, которые включены по схеме с общей базой и позволяют получить предельно малое входное сопротивление при достаточно большом усилении, так как их динамическими нагрузками являются транзисторы VT3, VT5. На транзисторе VT6 реализован источник стабильного тока.

Схема сдвига уровня предназначена для согласования по уровню постоянного напряжения выхода промежуточного каскада с входом оконечного каскада, поскольку в УПТ с непосредственными межкаскадными связями, каким является ОУ, происходит увеличение постоянного потенциала от входа к выходу. Известно немало схем сдвига уровня на биполярных и полевых транзистора. Некоторые варианты реализации схем сдвига уровня представлены на рис. 12.91.

Схемы сдвига уровня представляют собой эмиттерный повторитель, нагруженный на делитель, состоящий из двух резисторов (рис. 12.91а). Однако обычный резисторный делитель будет делить (т.е. уменьшать в заданное число раз) как постоянный потенциал, который необходимо транслировать вниз, так и полезный сигнал, который надо усиливать. Чтобы избежать одинакового деления постоянного и переменного напряжения в делителе, включенном в эмиттерную цепь, применяют резистор и динамическую нагрузку, которая имеет разные сопротивления для постоянного и переменного токов, например стабилитрон (рис. 12.91б). В интегральных ОУ сдвиг уровня постоянного потенциала вниз чаще всего осуществляется с помощью эмиттерного повторителя, который нагружен на резистор и генератор стабильного тока ГСТ (рис. 12.91в).

Выходным каскадом ОУ является усилитель мощности, который должен обеспечивать минимальное выходное сопротивление, поэтому в качестве выходных каскадов ОУ используются эмиттерные или истоковые повторители. Для повышения энергетических показателей ОУ чаще применяются не однотактные, а двухтактные схемы. Двухтактные эмиттерные повторители реализуются чаще всего на комплементарной паре биполярных транзисторов с двумя источниками питания, причем как на одиночных комплементарных парах, так и на комплементарных парах на основе составных транзисторов. В связи с тем, что к выходному каскаду ОУ подключается нагрузка, необходимо защищать мощные выходные транзисторы от перегрузки, которая может быть вызвана неправильным выбором сопротивления нагрузки. Помимо того возможно короткое замыкание выхода ОУ на землю или шину питания. Поэтому в интегральных ОУ должна быть предусмотрена внутренняя защита от перегрузок и короткого замыкания. Некоторые наиболее простые варианты построения выходных каскадов представлены на рис. 12.92.

На рис. 12.92а приведена схема простейшего однотактного эмиттерного повторителя. Такие выходные каскады, дополненные схемами защиты от перегрузок, используются лишь в наиболее простых типах интегральных ОУ. На рис. 12.92б изображен двухтактный эмиттерный повторитель, выполненный на комплементарной паре VT1, VT2. Транзисторы VT3, VT4, включенные диодами, обеспечивают выбор рабочей точки транзисторов VT1, VT2 для работы в режиме класса AB с одновременной термостабилизацией.

Принципиальная схема простейшего интегрального ОУ типа К140УД1 представлена на рис. 12.93.

Первый каскад выполнен симметричным дифференциальным на транзисторах VT1, VT2, VT3. Вход 1 является неинвертирующим, вход 2 — инвертирующим. Если сигнал подается только на один вход, то второй вход присоединяют к общему проводу схемы через резистор с сопротивлением, равным сопротивлению источника сигнала. Транзистор VT3 и резистор R₃ исполняют роль источника стабильного тока. Следующий каскад на транзисторах VT5, VT6, является также дифференциальным и имеет несимметричный выход с коллектора VT6. Транзистор VT4, включенный диодом, стабилизирует режим работы каскадов усилителя. Транзисторы VT7, VT8 и резисторы R₉, R₁₀, R₁₂ входят в схему сдвига уровня. Сдвиг уровня напряжения здесь осуществляется делителем, образуемым резистором R₉ и цепью VT8, R₁₀ и R₁₂. Этот делитель подключен к несимметричному выходу второго дифференциального каскада через эмиттерный повторитель на транзисторе VT7. Такая схема сдвига уровня имеет большое входное сопротивление и малый входной ток (ток базы эмиттерного повторителя), что позволяет выбрать большое сопротивление резистора R₅ и получить высокий коэффициент усиления второго дифференциального каскада при малом ослаблении сигнала делителем. Выходным каскадом является эмиттерный повторитель на транзисторе VT9. Через резистор R₁₀ и транзистор VT8 в схему вводится положительная обратная связь, компенсирующая ослабление сигнала, вносимое схемой сдвига уровня. Диод VD1 обеспечивает защиту оконечных транзисторов от перегрузки при слишком высоком уровне сигнала.

Принципиальные схемы других интегральных ОУ выглядят гораздо сложнее, поскольку при разработке интегральных ОУ, как и любых аналоговых интегральных микросхем, используется принцип схемотехнической избыточности. Принцип схемотехнической избыточности заключается в усложнении схемотехники аналоговых интегральных схем для улучшения их качества, минимизации площади кристалла и повышения технологичности. Поэтому в аналоговых интегральных схемах избегают применения конденсаторов, занимающих большую площадь подложки, предпочитая решать проблемы согласования уровней каскадов и стабилизации их режимов в пределах более технологичной, хотя и усложненной, схемотехники структур с непосредственными связями. Стремление с помощью аналоговых интегральных схем как можно точнее реализовать аналоговые функции привело к созданию многотранзисторных структур, обладающих большой избыточностью усиления. Для стабилизации эксплуатационных и точностных характеристик в схемотехнике аналоговых интегральных схем широко применяется обратная связь. Для повышения надежности аналоговых интегральных схем их элементы обычно используются в существенно недогруженных режимах. Сказанное объясняет, почему принципиальные схемы аналоговых интегральных схем так отличаются от традиционных принципиальных схем на дискретных транзисторах.

Условное графическое обозначение ОУ как функционального элемента приведено на рис. 12.94.

Согласно ГОСТ 2.759 – 82 обозначения элементов аналоговой техники, к числу которых относится и ОУ, выполняют на основе прямоугольника. Прямоугольник может содержать основное и одно или два дополнительных поля, расположенных по обе стороны от основного.

В основном поле указывается функциональное назначение элемента, для ОУ это треугольник. Справа от треугольника может быть указан коэффициент усиления. Если конкретное значение коэффициента усиления несущественно, его допускается не указывать (можно также вписать знак бесконечности).

Выводы ОУ делятся на входные, выходные и выводы, не несущие функциональной нагрузки, к которым подключаются цепи напряжения питания и элементы, обеспечивающие нормальную работу ОУ.

Входы показывают слева, выходы – справа. Большинство ОУ имеют один несимметричный выход и два входа, симметричных по отношению к общему проводу. Прямые входы и выходы обозначают линиями, присоединяемыми к контуру графического изображения ОУ без каких-либо знаков, а с кружками в месте присоединения – инверсные входы и выходы.

Прямой вход еще называют неинвертирующим, так как фаза выходного сигнала совпадает с фазой сигнала, поданного на этот вход. Другой вход называют инвертирующим, так как фаза выходного сигнала сдвинута на 180 о относительно сигнала, поданного на этот вход. Чтобы обеспечить возможность работы ОУ как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами, требуется двухполярное питающее напряжение. Для этого необходимо предусмотреть два источника постоянного напряжения, которые подключаются к соответствующим выводам ОУ. Эти выводы в общем случае обозначают буквой U. Если питающих напряжений несколько, их условно нумеруют (U₁, U₂) и указывают каждое у своего вывода в дополнительном поле. Вместо буквы можно указывать номинальное значение напряжения и его полярность (например, метки +15 В и – 15 В). К вспомогательным выводам относятся выводы с метками FC – для подключения цепи частотной коррекции, выводы с метками NC – для подключения цепи балансировки по постоянному току, а также вывод металлического корпуса (┴) для соединения с общим проводом устройства, в которое входит ОУ.

Для большей наглядности принципиальных схем допускается упрощенное обозначение ОУ (рис. 12.95), в котором сохраняется лишь основное поле и сигнальные выводы. Общий провод, играющий роль сигнального вывода, также может быть не показан.

По принципу действия ОУ сходен с обычным УПТ. Он также предназначен для усиления напряжения или мощности входного сигнала. Однако ОУ создан специально для использования в схемах с глубокой обратной связью, так, чтобы параметры схемы определялись преимущественно параметрами цепи обратной связи, а сам ОУ был функционально незаметен. Такой ОУ по своим характеристикам должен приближаться к идеальному.

Идеальный (концепция идеализации) ОУ имеет бесконечно большой коэффициент усиления по напряжению и бесконечно большое входное сопротивление, а, следовательно, входной ток его равен нулю. Выходное сопротивление идеального ОУ равно нулю, а, следовательно, нагрузка не должна влиять на выходное напряжение. Поскольку коэффициент усиления ОУ очень велик, то при конечном выходном напряжении входное напряжение должно быть близким к нулю. Частотный диапазон усиливаемых сигналов должен простираться от постоянного напряжения до очень высоких частот.

Эти свойства даже теоретически не могут быть достигнуты. Поэтому можно говорить лишь о степени приближения к идеальным свойствам. Близость параметров реального ОУ к идеальным определяет точность, с которой данный ОУ реализует свои функции в составе того или иного устройства.

Знание основных параметров позволяет выяснить ценность конкретного ОУ, быстро и правильно сделать выбор подходящего, проектировать устройства практически без макетирования, предотвращать работу ОУ в недопустимом режиме и уменьшать вероятность отказа.

Параметры ОУ можно разделить на несколько групп: входные, выходные, усилительные, энергетические и т.д. Однако наиболее часто их подразделяют на статические и динамические параметры.

8. ОПРЕДЕЛЕНИЕ И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ операционных услителей

Свое название операционные усилители (ОУ) получили из-за того, что первоначально применялись для выполнения математических операций сложения, вычитания, умножения и деления. Первые ОУ, использующиеся в аналоговых вычислительных машинах на лампах, работали с напряжениями порядка ±100 В.

Интегральные ОУ унаследовали прежнее название от своих предшественников и очень широко распространены в аналоговой схемотехнике. В настоящее время ОУ выполняются, как правило, в виде монолитных интегральных микросхем и по своим размерам и цене практически не отличаются от отдельно взятого транзистора. Операционные усилители занимают особое место среди аналоговых интегральных микросхем, предназначенных для усиления, преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции.

Операционные усилители являются наиболее универсальным многофункциональным базовым элементом для построения многих узлов, используемых не только для линейного преобразования, усиления и обработки сигналов, но и для нелинейного преобразования. Благодаря практически идеальным характеристикам операционных усилителей реализация различных схем на их основе оказывается значительно проще, чем на отдельных транзисторах.

Операционный усилитель – это высококачественный универсальный многокаскадный УПТ с дифференциальным входом, по своим характеристикам приближающийся к идеальному усилителю.

Считают, что коэффициент усиления дифференциального напряжения бесконечно велик и не зависит от частоты сигнала, коэффициент усиления синфазного сигнала равен нулю; сопротивление по обоим входам бесконечно велико, отсутствует сдвиг нуля выходного напряжения и его дрейф, скорость изменения выходного напряжения бесконечно велика, выходное сопротивление равно нулю.

Эти свойства даже теоретически полностью не могут быть достигнуты, так как большая часть из них требует бесконечной мощности выходного сигнала при малых геометрических размерах полупроводниковой структуры. Поэтому в каждом случае можно говорить лишь о доступной степени приближения к идеальным свойствам.

8.1. Устройство операционных усилителей

Операционный усилитель (рис. 8.1), выполненный в виде интегральной микросхемы, имеет в своем составе: дифференциальный входной каскад (ДВК), промежуточные каскады усиления (ПКУ) и выходной каскад (ОК).

Дифференциальный каскад обеспечивает: большой коэффициент усиления по отношению к разности входных сигналов (дифференциальному сигналу), малый коэффициент усиления относительно синфазных помех, малый дрейф нуля и большое входное сопротивление.

За входными каскадами следует один или несколько промежуточных, они обеспечивают уменьшение напряжения покоя на выходе каскада до близкого к нулю значения и большое усиление по напряжению и по току. Усиление по напряжению необходимо для получения высокого общего коэффициента усиления по напряжению, а усиление по току – для обеспечения тока, достаточного для работы оконечного каскада. В качестве промежуточных каскадов используют дифференциальные или однополюсные каскады.

Оконечный (выходной) каскад обеспечивает: малое выходное сопротивление и достаточную мощность сигнала для низкоомной нагрузки, большое входное сопротивление каскада. Последнее необходимо для сохранения большого коэффициента усиления напряжения промежуточных каскадов. В качестве оконечного каскада обычно используют сложный эмиттерный повторитель.

Любой ОУ (рис. 8.2) имеет не менее пяти выводов: два входных (инвертирующий и неинвертирующий), два вывода для подключения питания и один выходной вывод. Многие ОУ дополнительно имеют несколько выводов, не несущих функциональной нагрузки (вспомогательные), к которым подключаются цепи коррекции АЧХ (метки FC), цепи для подключения элементов балансировки по постоянному току (метки NC), а также вывод металлического корпуса (~~) для соединения с общим проводом ус
тройства, в которое входит в ОУ.

Питание схемы осуществляется от двух источников +U_п и –U_п с одинаковым напряжением. Источники питания имеют общую точку. При двух источниках питания упрощается схемотехника и технология изготовления не только выходного каскада, но

и входного. Два источника питания позволяют увеличить входное сопротивление дифференциального каскада, так как при двух источниках питания можно обойтись без резисторных делителей в базовых цепях или цепях затворов входных транзисторов, уменьшающих входное сопротивление каскада.

Рассмотрим устройство операционного усилителя на примере усилителя К140УД1 (рис. 8.3). Для К140УД1 характерно наличие двух дифференциальных усилительных каскадов. Первый: на транзисторах Т₁, Т₂ и Т₃, вход (Вх 1) – неинвертирующий, вход (Вх 2) – инвертирующий. При этом если используется только один вход, второй соединяется с выводом 4 через сопротивление R = R_{ист. сиг.}, так как R_{1 вх.}= R_{2 вх}.

Пара Т₃ — R₃ выполняет роль стабилизатора тока, подавляя синфазные сигналы усилителя. Второй дифференциальный каскад на транзисторах Т₅ и Т₆ имеет несимметричный выход с коллектора Т₆, а транзистор Т₄ включается по схеме диода. Он стабилизирует общую работу обоих каскадов. Схема сдвига уровня построена на транзисторах Т₇ Т₈ и резисторах R₁₀, R₉, R₁₂.

Сдвиг уровня выполняется делителем, состоящим из резистора R₉ и цепи Т₈, R₁₀, R₁₂. Схема сдвига уровня подключена к несимметричному выходу второго каскада. Подключение выполняется через эмиттерный повторитель на базе Т₇. Такое построение схемы сдвига уровня имеет не только большое входное сопротивление, но и малый входной ток, равный току базы Т₇. Из этого получается, что можно увеличивать R₅. В результате получаем высокий коэффициент усиления на втором каскаде.

Выходной каскад построен на эмиттерном повторителе на базе Т₉. С помощью резистора R₁₀ и транзистора Т₈ вводится положительная обратная связь для компенсации ослабления сигнала, которое вносится схемой сдвига. Диод Д₁ защищает оконечные транзисторы от перегрузки при высоком значении входного сигнала. Питание подается от двух источников по 6,3 В, включенных последовательно, или от одного источника 12,6 В.

Операционные усилители этой серии используются как усилители постоянного и переменного тока в полосе частот от 0 до 20 МГц. Когда требуется усиление широкополосного сигнала, этот усилитель охватывается глубокой обратной связью. При этом коэффициент усиления практически не зависит от параметров усилителя, и определяется лишь характеристиками обратной связи. Это верно лишь в данном диапазоне частот.

Какую роль в оу выполняет входной каскад

к выполнению лабораторной работы № 7

ИССЛЕДОВАНИЕ ОПЕРЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ

Цель работы: Изучить возможности усиления электрических сигналов с помощью интегральных операционных усилителей (ОУ) на примере ОУ К140УД1201.

Одними из важнейших функций выполняемых устройствами медицинской техники являются усиление полезных (информационных) сигналов, в частности биоэлектрических и ослабление помех. Для этой цели в качестве основных используют различные схемы с ОУ. Их применение позволяет добиваться высоких значений коэффициента усиления дифференциального сигнала, коэффициента подавления синфазного сигнала, входного сопротивления.

В данной работе предлагается изучить основные параметры ОУ.

2. ТЕОРЕТИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ

Основой теоретической части являются материалы лекционных занятий по соответствующей теме.

Операционным усилителем (ОУ) называют усилитель с большим коэффициентом усиления (например 10000, 100000 и т.д.), имеющий два высокоомных входа и один низкоомный выход. Они выполняются в виде интегральных микросхем и предназначены для построения на их основе разнообразных функциональных узлов электронной аппаратуры (разнообразных усилителей, интеграторов, фильтров, генераторов, коммутаторов и проч.)

ОУ в своём составе имеет входной каскад, каскад сдвига уровня напряжения и выходной каскад.

Входной каскад выполнен по схеме (рис .1), которая имеет два входа. Если обеспечить условие R1=R2 и идентичность параметров транзисторов VT1 и VT2,то выходное напряжение будет равно разности входных напряжений, умноженной на коэффициент усилителя К.

Рис.1 Входной каскад ОУ

Каскад сдвига уровня напряжения выполнен по схеме эмиттерного повторителя и исключает из сигнала уровень постоянной составляющей. Этим исключается искажение входного сигнала в усилителе.

Выходной каскад обеспечивает выходные характеристики ОУ.

На схемах интегральные ОУ обозначаются, как показано на рис.2.

Рис. 2. Обозначение ОУ

Основными параметрами ОУ являются:

Средний входной ток I вх и разность входных токов D I вх :

I вх =(I 1 +I 2 )/2; D Iвх = I 1 -I 2 , (1)

где I 1 и I 2 соответственно токи инвертирующего и неинвертирующего входов при отсутствии сигналов на входах ОУ. Эти токи обусловлены базовыми токами биполярных транзисторов, или токами утечки затворов полевых транзисторов, на которых выполнены входные каскады ОУ. Входные токи проходят через внутреннее сопротивление источника входного сигнала и создают на нём падение напряжения. Это означает, что при отсутствии сигнала на входе ОУ имеется напряжение ( U вх ≠ 0), которое приводит к появлению выходного напряжения ( U вых ≠ 0).Чтобы избежать ошибки в работе ОУ это напряжение необходимо компенсировать.

Напряжение смещения U см – значение напряжения, которое необходимо подать на вход ОУ, чтобы при отсутствии сигнала напряжение на его выходе было равно нулю. Напряжение смещения U см можно вычислить, зная выходное напряжение ( U вых ) при отсутствии входного сигнала и коэффициент усиления (К):

U см = U вых / K (2)

Коэффициент усиления напряжения постоянного тока К 0 показывает во сколько раз усиливается входной сигнал. У идеального ОУ К 0 ® ¥ . Для реальных схем коэффициент усиления напряжения вычисляется по формуле:

К=- R ос / R вх , (3)

где R ос и R вх соответственно , сопротивление обратной связи и входное сопротивление. Входное сопротивление R вх . Различают две составляющие R вх :

а) входное сопротивление по синфазному сигналу (сопротивление утечки между входом и “землёй” ):

R вх.сф = D U вх.сф /Δ I вх.ср , (4)

где ΔU вх.сф – приращение входного синфазного напряжения за счёт приращения среднего входного тока Δ I вх.ср .

б) дифференциальное ( разностное) входное сопротивление:

R вх. диф = ΔU вх /ΔI вх , (5)

где ΔU вх – изменение напряжения между входами ОУ, ΔI вх – изменение входного тока. Обычно R вх. диф = 10 кОм…10 МОм.

Выходное сопротивление R вых =20…2000 Ом.

Скорость нарастания выходного напряжения. Определяется временем за которое выходное напряжение ОУ изменяется от 10% до 90%.

Усилители и повторители напряжения на ОУ . Основные схемы усилителей и повторителей напряжения показаны на рис. 3:

Для неинвертирующего усилителя (рис. 3, а) коэффициенты усиления по постоянному току K и в диапазоне частот равны:

K = 1+ R ос / R 1; K ( j ω) = K /(1+ jω/ω гр ), (7)

Усилитель (рис.3,б) называется инвертирующим потому, что его выходной сигнал находится в противофазе с входным. Коэффициенты усиления по постоянному току K и в диапазоне частот K (jω) этого усилителя определяются формулами:

K = – R ос / R 1; K ( j ω) = K /(1+ jω/ω гр ), (8)

где ω гр – граничная частота ОУ по уровню 0,707 K (3 дБ).

Частным случаем усилителя (рис. 3, а) является усилитель (рис. 3, г) с коэффициентом усиления K =1, поэтому его называют повторителем напряжения. На рис. 3, в показано синфазное включение ОУ.

ЭЛЕМЕНТЫ ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЙ УСТАНОВКИ

1. Генератор синусоидальных сигналов (рис. 4, а), подключается к входу цепи (рис. 5).

2. Осциллограф двухлучевой (рис. 4, б), подключается к входу и выходу цепи (рис. 5).

Для исследований предложены три способа включения ОУ: для дифференциального сигнала по неинвертирующей схеме (рис. 6, а), для дифференциального сигнала по инвертирующей схеме (рис. 6, б), для синфазного сигнала по инвертирующей схеме (рис. 6, в).

Внешний вид макетной платы показан на рис. 7. Коэффициенты усиления для схем регулируются с помощью ручек переменных резисторов R 1 и R 3 (рис. 6). Значения их сопротивлений подобраны так что бы при крайнем максимальном положении ручек соотношение R 1 / R 2 = 10 и R 3 / R 4 = 10, а при крайнем минимальном R 1 / R 2 → 0 и R 3 / R 4 → 0.

1. Подключите неинвертирующую схему включения ОУ для дифференциального сигнала (рис. 6, а). Пример подключения генератора и осциллографа к экспериментальной установке на основе макетной платы для исследований инвертирующей усиления показан на рис. 7.

2. Снимите амплитудно-частотную характеристику данной цепи (установив ручку переменного резистора примерно в среднее положение), амплитуду сигнала генератора установить в 1 В, изменяя частоту сигнала в диапазоне 20 Гц – 10 кГц (50 Гц, 100 Гц, 500 Гц, и т.д.), повышая разрешающую способность измерений в районе частоты среза, изменения частоты генератора производить с помощью ручек «множитель» и «частота». Измерения производить с помощью осциллографа. Измерение частоты исходного и преобразованного сигнала производить опосредованно через измерение периода сигнала Т вх и Т вых. Данные занесите в таблицу 1.

Номер измерения / параметр

Операционные усилители в звукотехнике

БУФЕРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ, ИНТЕГРАТОР, КОМПАРАТОР, СУММАТОР, ЛИММИТЕР. Эти слова неразрывно уже связаны с аудиоаппаратурой и, хотя на первый взгляд между ними нет ни чего общего, на самом деле у них есть общий «рабочий инструмент» — операционный усилитель (ОУ). Для того, чтобы понять какую роль выполняет ОУ стоит разобраться, что это собственно такое.
По сути это набор транзисторов, соединенных определенным образом и представляющий из себя пятиполюсник, выполняющий функции усилителя постоянного напряжения. На рисунке 1 показано несколько наиболее популярных обозначений ОУ:
Рисунок 1 Как и положено, слева находятся входы усилителя, их два — один инвертирующий, т.е. напряжение на выходе будет иметь противоположную фазу, чем на этом входе, второй не инвертирующий, т.е. выходной сигнал будет совпадать по фазе с входным. Справа находится выход усилителя, вверху и внизу выводы для подачи на ОУ напряжения питания, обычно вверху «+Uип», внизу «-Uип». Кроме этого усилитель является дифференциальным, т.е. усиливается только разность напряжений на инвертирующем и не инвертирующем входах . В принципе это объясняется даже логически, без разбора принципиальной схемы. Если на не инвертирующем входе напряжение составляет 5 В, а на инвертирующем 3 В, то поскольку фаза инвертирующем входе меняется на противоположную, то будет справедливо из 5 вольт вычесть 3 вольта. Следовательно входное напряжение будет составлять 2 В и именно это напряжение будет усиливаться операционным усилителем.
Изначально ОУ проектировались для выполнения математических действий в аналоговых вычислительных машинах и конечно же, выглядели несколько иначе:
Рисунок 2. Один из первых операционных усилителей Однако с развитием микроэлектроники ОУ кардинально изменили свой внешний вид и размеры до таких величин, что корпус DIP-8 выглядит гигантским:
Рисунок 3. Внешний вид современных ОУ для поверхностного монтажа в сравнении с DIP-8 Осталось выяснить, что же внутри этого устройства, поскольку и как обозначается, и как выглядит уже немного понятно. Принципиальная схема операционного усилителя К140УД1 приведена на рисунке 4.
Рисунок 4 Для большей наглядности смоделируем эту схему в симуляторе, правда номиналы резисторов пришлось подбирать опытным путем, тем не менее, от схемы удалось добиться работоспособности:
Рисунок 5. Принципиальная схема модели к140УД1 Раз изначально это усилитель постоянного напряжения, то опыты следует начать именно с постоянного напряжения. Для этого добавим к схеме два источника постоянного напряжения и охватим усилитель ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (ООС) .
Рисунок 6. Проверка работоспособности ОУ на усиление напряжения. Теперь выставим на источнике V4 напряжение в 0,5 В и запустим РАСЧЕТ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ симулятора. В результате получается следующая картина:
Рисунок 7. Карта напряжений. Теперь немного подробней. Практически во всех учебниках написано, что коф усиления ОУ в «прямом» включении, т.е. когда сигнал подается на не инвертирующий вход, пропорционален отношению резисторов ООС плюс единица. В нашем случае это будет R17 / R18 + 1 = 1,02 + 1 = 2,02. Откуда вылезло 0,02? Дело в том, что К140УД1 имеет довольно низкое входное сопротивление, и для получения необходимой точности пришлось R18 уменьшить до 9,76 кОм. Тогда не понятно — на входе 0,5 В и на выходе практически 0,5 В, где усиление? Тут следует давать поправку, что 0,5 В на входе сумматора, но не на входе ОУ, которым является база транзистора Q1, а на базе 0,24 В. А раз так, то как раз и получается 0,24 х 2,02 = 0,4848 В. По показаниям симулятора 0,496 В, что опять же является неточностью нашей модели, впрочем и сам оригинал К140УД1 имел не плохой разброс параметров. Но если входное напряжение 0,5 В, то почему на базе Q1 половина этого значения? Напряжение на V5 равно нулю, следовательно, R16 и R15 образуют делитель напряжения, а поскольку номиналы одинаковы, то и напряжение будет делиться на два, разумеется ток базы Q1 внесет свою лепту. Вот и получается 0,24 В на входе ОУ. Однако это только следствия работы каскадов данной схемы, коснемся немного причин:
Как только на базе Q1 появляется напряжение, отличающееся от нуля, в нашем случае это 0,24 В, Q1 начинает открываться, что ведет, в свою очередь, к уменьшению напряжения на его коллекторе. Уменьшение напряжение на коллекторе Q1 снижает протекающий через базу Q6 ток и он начинает призакрываться, вследствие чего на его коллекторе увеличивается напряжение, которое через эмиттерный повторитель на Q7 увеличивает напряжение на эмиттерном повторителе на Q9 и напряжение на выходе ОУ (точка OUT) начинает увеличиваться. Увеличение напряжения на выходе ОУ увеличивает напряжение в точке соединения R17 и R18, а эта точка соединена с базой Q2, которая является инвертирующим входом нашего ОУ (рисунок 6). Q2 начинает приоткрываться и на его эмиттере увеличивается напряжение. Это влечет призакрытие транзистора Q1 и далее по схеме оказывает влияние на последующие каскады. Транзистор Q1 призакрывается ровно на столько, чтобы на базе Q2 сформировалось напряжение максимально приближенное к напряжению на базе самого Q1, а величина этого напряжение напрямую зависит от номиналов резисторов R17 и R18. Чем меньше R18, тем бОльшее напряжение должно сформироваться на выходе ОУ, чтобы восстановить баланс базовых токов каскада на Q1 и Q2. Если же сопротивление R18 не менять, а увеличивать R17 точно так же потребуется увеличение выходного напряжение ОУ, поскольку на Q17 снова будет падать довольно большое напряжение.
Теперь осталось увеличить напряжение на источнике V5 и убедится, что величины напряжений действительно суммируются.
Рисунок 8. Математическое сложение двух слагаемых V4 и V5. Как видно из рисунка при двух слагаемых V4 и V5 по 0,5 В на выходе сумматора получилась сумма, равная ОДНОМУ ВОЛЬТУ, т.е. математическое действие выполнено верно.
Для большей наглядности отойдем от антикварного К140УД1 и смоделируем сумматор для трех слагаемых на базе широко распространенного ОУ TL071. В результате получается следующий «калькулятор»:
Рисунок 9. Математическое сложение трех слагаемых. Тут следует обратить внимание на номиналы резисторов ООС. Разница номиналов практически в два раза, т.е. коф усиления ОУ будет составлять R5 / R4 + 1 = 3. ПОЧЕМУ? На прошлой схеме коф усиления составлял 2, а здесь 3? В прошлой схеме слагаемых было ДВА, поэтому и входных делителей было два (R15 и R16 рисунок 6), следовательно, изначальное входное напряжение делилось на два и для восстановления значений его нужно было удвоить. В схеме рисунка 9 слагаемых ТРИ, следовательно, входной делитель делит значение на три и для восстановления необходимо утроение. Для большей достоверности посмотрим на сумматор с четырьмя слагаемыми и уже самостоятельно просчитайте получившийся коф усиления:
Рисунок 10. Сумматор четырех слагаемых. А какое, собственно, отношение к звукотехнике имеет ЭТА математика?
Самое прямое. В звукотехнике напряжение, конечно же переменное, однако в любой, ОЧЕНЬ короткий, промежуток времени его можно рассматривать как постоянное напряжение, следовательно, математическая обработка сигнала при помощи ОУ вполне приемлема:
Рисунок 11. Представление переменного напряжения в виде постоянного. Исходя из того, что переменное напряжение в определенный момент времени можно рассматривать как постоянное, вводится дополнительное понятие — МГНОВЕННОЕ ЗНАЧЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ , точно так же можно апеллировать мгновенными значениями токов и мощностей. Как будет выглядеть это в реальности показано на рисунке 12:
Рисунок 12. Сумматор четырех аналоговых слагаемых. Здесь имеются 4 источника синусоидального сигнала V1-V4, напряжения которых суммируются резисторами R1-R4 и выравниваются по амплитуде ОУ Х1. Выходной сигнал сумматора, в зависимости от входных показан на рисунке 13:
Рисунок 13. Зависимость выходного сигнала от входных. И какая практическая польза от этого сумматора? Если этот сумматор немного доработать, то в финале получается самый простой четырех входовой МИКШЕР, причем количество входов может быть самым разным — от двух, до двадцати:
Рисунок 14. Принципиальная схема четырех входового микшера. В этой схеме конденсаторы С1-С4 выполняют роль разделительных и предотвращают проникновение на входу ОУ постоянного напряжения от источника, что иногда случается. В качестве ОУ в данной схеме выступает TL071, однако может использоваться практически любой из современных ОУ — для аппаратуры средней ценовой категории их параметров вполне хватает. Переменными резисторами Х1-Х4 регулируется уровень каждого из входных сигналов, что позволяет оперативно изменять громкость любого из входных источников. В качестве источника питания выступает два источника по 15 В, соединенных последовательно. Точка соединения соединяется с общим проводом и относительно ее получается два напряжения относительно общего провода — ПЛЮС ПЯТНАДЦАТЬ и МИНУС ПЯТНАДЦАТЬ вольт . Такой двойной источник называется источником двуполярного напряжения и обычно величины плюсового и минусового проводов одинаковы. Однако ОУ может быть запитанно и от одного источника, единственно не стоит забывать о том, что в тех документации на ОУ обычно указывается величина двуполярного источника напряжений и обозначается минимальное и максимальное значения, например Uип мин ±5 В, Uип макс ±20 В. Это означает, что ОУ работоспособен при двуполярном питании в диапазоне напряжений ±5. ±20 В, однако при питании от однополярного источника диапазон напряжений будет выглядеть +10. +40 В.
Рисунок 15. Варианты питания ОУ. Питание от двуполярного источника несколько предпочтительней — несколько упрощается схемотехника, поскольку привязка входов происходит либо «автоматически», как в схеме рисунка 14, где нулевое напряжение на входе ОУ формируется нижними выводами переменных резисторов, либо ноль на входе формируется отдельным постоянным резистором, один вывод которого подключается к общему проводу, а второй вывод к входу ОУ, обычно не инвертирующему. Таким образом на выходе ОУ задается начальное напряжение, если не учитывать дрейфы, равное нулю. При однополярном напряжении питания выходное напряжение ОУ не может быть отрицательным, однако ему необходимо усиливать обе полуволны синусоиды и положительную, и отрицательную. Для решения этой проблемы формируют виртуальный ноль именно для ОУ. Обычно это два последовательно соединенных резистора подключенных между клеммами питания, а формируемое в точке соединения резисторов половина напряжения питания и выступает в роли виртуального нуля (рисунок 16).
Рисунок 16. Питание ОУ от однополярного напряжения. R1 и R4 формируют половину напряжения питания, R3 необходим для уменьшения влияния входного сигнала формируемое напряжение, а так же для увеличения входного сопротивления устройство, поскольку С2, призванный уменьшать импульсные помехи и пульсации питания на виртуальном нуле будет так же влиять и на входное переменное напряжение. С1 служит разделительным конденсатором, отделяющим постоянную составляющую на входе ОУ от источника, ведь подразумевается, что источник выдает переменное напряжение. R5 и R2 формируют ООС и в данном усилителе коф усиления равен R5 / R2 + 1 = 30к / 10 к + 1 = 4. С3 служит разделительным конденсатором между выходом ОУ и нагрузкой. Сравнивая рисунки 14, 15 и 16 становится ясно, что ОУ может обходится без ОБЩЕГО провода, поскольку выходное напряжение полностью зависит от напряжения на его входах, следовательно для получения на выходе нулевого напряжения при двуполярном питании и половины напряжения при однополярном необходимо «привязать» не инвертирующий вход усилителя к нулю или половине напряжения питания. Только в этом случае будет исключено не санкционированное изменение постоянной составляющей выходного сигнала, поскольку изменение входного сигнала будет происходить относительно напряжения этой «привязки», т.е. ОБЩИЙ провод для двуполярного питания и половина напряжения питания при однополярном питании будут выступать в роли опорных напряжений. Подобное положение дел наводит на мысль о том, что для корректной работы ОУ «чистота» опорного напряжения становится приоритетной. При разводке печатной платы необходимо учитывать важность этих опорных напряжений и исключить влияние на данные проводники внешних факторов, таких как наводки силовой части, протекание через них токов от конденсаторов фильтров питания, поскольку все изменения опорного напряжения приведут к изменениям выходного сигнала ОУ, т.е. под опорное напряжение на плате должен быть выделен отдельный проводник и он должен использоваться только как опорное напряжения для ОУ или группы ОУ, и не для каких других целей . Принцип работы конденсатора можно объяснить двумя способами:
При входном переменно напряжении равным нулю конденсатор заряжен до половины напряжения питания. При появлении положительной полуволны конденсатор начинает дозаряжаться и через него начинает протекать ток, а поскольку R6, выступающий в роли нагрузки, соединен с С3 последовательно, то и через него начинает протекать ток, причем направление тока будет сверху вниз. Как только положительная полуволна минует свой пик и ее величина начнет уменьшаться конденсатор начнет разряжаться. Это повлечет снова протекание тока, но уже в обратном направлении. Таким образом на R6 сформируется переменное напряжение. Второй способ объяснения привязан к сопротивлению элементов электрическому току. Для постоянного тока сопротивление конденсатора равно бесконечности (не считая токов утечки), а вот для переменного тока величина сопротивления конденсатора уже имеет какое то значение и это значение зависит от емкости конденсатора и от частоты протекающего тока. Поскольку сопротивление меняется в зависимости от каких то условий , то необходима формула для вычисления какое именно сопротивление имеет элемент при определенных условиях, а поскольку сопротивление меняющееся, то для отличия его от сопротивления резисторов, вводится понятие как РЕАКТИВНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ, вычисляемое по формуле , где ПИ, есть число ПИ, F- частота в Герцах, С — емкость конденсатора в Фарадах. Исходя из этой формулы не трудно подсчитать какое будет сопротивление у конденсатора С3, рисунка 16 при крайних частотах звукового диапазона, а именно на частоте 20 Гц реактивное сопротивление конденсатора в 47 мкФ будет равно 169 Ом, а на частоте 20 кГц — 0,17 Ома. При сопротивлении нагрузки в 2 кОм 169 Ом будут вносить незначительное ослабление сигнала:
Рисунок 17. Ослабление переменного напряжения реактивным сопротивлением С1. Таким образом, с математической точки зрения на сопротивлении нагрузки R6 рисунка 16 постоянного напряжения не будет, поскольку для постоянного напряжение сопротивление С3 равно бесконечности, а для переменного сопротивление уменьшается со 169 Ом до 0,17 Ом в звуковом диапазоне. Значит, для снижения реактивного сопротивления емкость разделительного конденсатора следует брать как можно большей? Не совсем. Например варьируя емкостью входного конденсатора можно организовать небольшой фильтр инфранизких частот, например при емкости разделительного конденсатора С1 22 мкФ, буферного усилителя на ОУ Х1 АЧХ усилителя приобретает форму синей линии, а при С1 равным 2,2 мкФ — красной. Из рисунка видно, что несмотря на небольшой завал в области 20 Гц все что ниже довольно успешно обрезается, тем самым предохраняя низкочастотный динамик от перегрузки.
Рисунок 18. Влияние емкости разделительного конденсатора на АЧХ всего усилителя. Кроме этого использование свойств конденсатора изменять свое сопротивление позволяет строить различные фильтры, а для этого определенным образом соединяют резисторы на входе ОУ и тогда он выступает в роли компенсатора падения напряжения, либо в обратной связи ОУ, и тогда ОУ изменяет собственный коф усиления в зависимости от частоты. Но перед рассмотрением фильтров следует вернуться к упомянутому БУФЕРНОМУ УСИЛИТЕЛЮ . По сути буферный усилитель представляет из себя промежуточный усилитель, имеющий ровную АЧХ, желательно наличие регулировки коф усиления. Введение в схему буферного усилителя обычно является обоснованным, если усилитель имеет выходную мощность 200 и более Вт . В этом случае собственный коф усиления усилителя мощности должен быть достаточно высоким, поскольку выходное напряжение предварительных усилителей нормировано и составляет 0,75 или 1 В, а для мощности 200 Вт уже необходимо напряжение амплитудой порядка 40 В (28 В действующее значение), т.е. усилителю необходимо усилить сигнал в 28 раз, а это 32 дБ. Ни для кого не секрет, что чем больше собственный кф усиления усилителя, тем большие искажения он выдает, следовательно для снижения искажений необходимо снизить коф усиления, а для получения той же мощности необходимо увеличить амплитуду входного сигнала. Для решения этой задачи как раз и используется буферный усилитель. Схемотехника буферных усилителей довольно проста — обычно это типовое включение ОУ, охваченного ООС, причем регулируемой. Питание ОУ обычно осуществляется от того же источника, что и сам усилитель, поэтому для получения необходимого для работы ОУ напряжения ±15 В используют параметрические стабилизаторы, но для начала рассмотрим схему с питанием от отдельного источника:
Рисунок 19. Принципиальная схема буферного усилителя с питанием от отдельного источника. Прежде всего следует обратить внимание на отсутствие разделительного конденсатора на выходе усилителя — он не нужен, поскольку стоит конденсатор на входе самого усилителя мощности. Усилитель имеет небольшие завалы на краях звукового диапазона, но несмотря на кажущуюся крутизну линий это завал всего на 0,1 дБ при коф усиления 15 дБ, что более чем приемлемо:
Рисунок 20. АЧХ буферного усилителя на ОУ TL071 от TI. Уровень THD тоже не велик:
Рисунок 21. Уровень THD для усилителя на ОУ TL071 Здесь 1,2 m означает, что это миллипроценты, т.е. это 0,0012%. Кстати сказать, что эта величина напрямую зависит от используемого ОУ. Ниже приведены такие же графики для того же буферного ОУ, но уже с использованием NE5534 и AD744:
Рисунок 22. Уровень THD для ОУ NE5534 (вверху, на желтом фоне)
и AD744 (внизу, на зеленом фоне) Как видно из графиков уровень THD снижается в разы, поэтому при выборе ОУ следует учитывать этот фактор и перед установкой более детально изучить свойства планируемого ОУ. Например NE5534 имеет биполярный вход, что снижет его входного сопротивление, но имеет бОльшую нагрузочную способность, что позволяет ему устойчиво работать на инвертирующие усилители мощности с большим собственным коф усиления. Для более наглядного примера используем базовую схему усилителя Холтона:
Рисунок 23. Принципиальная схема усилителя мощности Холтона Уровень THD в этом варианте достигает 0,03%, при коф усиления 32 дБ.
Рисунок 24. Теперь «прикрутим» к усилителю буферный усилитель и еще раз проверим уровень THD:
Рисунок 25. Усилитель Холтона с буферным ОУ на TL071

Рисунок 26. Уровень THD с буферным ОУ на TL071.
Как видно из графика уровень THD снизился практически в 3 раза (!) и это при использовании обычного ОУ TL071. Однако если еще снизить коф усиления самого усилителя и увеличить коф усиления буферного усилителя, а вместо TL071 использовать AD744 уровень THD можно еще снизить в 2 раза.
Рисунок 27. Уровень THD при использовании AD744. Теперь более подробно рассмотрим схему рисунка 25:
С3 и С6 это электролитические конденсаторы, фильтрующие низкочастотную составляющую питания, а С4 и С5 — пленочные, фильтрующие ВЧ;
D1 и D2 — стабилитроны на 1,3 Вт, 15 В;
R3 подразумевается подстроечным резистором, позволяющим оперативно изменять коф усиления буферного ОУ;
С7 — корректирующий конденсатор, кардинально снижающих коф усиления ОУ на ультразвуке и придающий устойчивость (снижающий склонность к возбуждению) буферному усилителю;
R17 и R20 изменены по сравнению с аналогичными схемы 23, поскольку именно они отвечают за собственный коф усиления усилителя мощности;
резисторы R4 и R5 выполняют роль токоограничивающих (балластных) резисторов для параметрического стабилизатора и чем выше напряжение питания самого усилителя, тем большие номинал они должны иметь и тем больше тепла они будут рассеивать. Номинал резисторов следует выбирать таким образом, чтобы на стабилитронах D1 и D2 рассеивалось 0,1. 0,15 Вт. Это будет гарантировать, что стабилизируемое напряжение не измениться в случае провалов напряжения питания и не будет зависеть ни от потребляемого тока самого ОУ, ни от потребляемого тока, отдаваемого ОУ в нагрузку. Номиналы балластных резисторов для различных напряжений питания усилителей сведены в таблицу:

НАПРЯЖЕНИЕ ПИТАНИЯ УМЗЧ, В

НОМИНАЛЫ ТОКООГРАНИЧИВАЮЩИХ (БАЛАСТНЫХ) РЕЗИСТОРОВ

560. 620 Ом 0,25Вт

1,5. 1,7 кОм 0,5Вт

1,7. 2,2 кОм 1Вт

2,2. 2,7 кОм 1Вт

3,3. 3,6 кОм 1Вт

4,3. 4,7 кОм 1Вт

5,1. 5,6 кОм 1Вт

6,2. 6,8 кОм 2Вт

6,8. 7,5 кОм 2Вт

Сразу же следует добавить, что и стабилитроны и балластные резисторы греются, следовательно на печатной плате необходимо предусмотреть более большие контактные площадки под эти элементы , чтобы они выступали в роли небольших теплоотводов. Так же более большая контактная площадка гораздо надежней для греющихся элементов и вероятность отхода от элемента припоя со временем сильно уменьшается. Заканчивая тему буферных усилителей осталось только заметить, что раз уж поставлен ОУ, то на нем можно организовать дополнительный узел, именуемый лимитером. ЛИМИТЕР — модуль измеряющий пиковый уровень выходного сигнала и на основании этих замеров регулирует коф усиления используемого ОУ, что исключает появление клиппинга на выходе усилителя. В аппаратуре магнитной записи что то похожее называлось АВТОМАТИЧЕСКИМ РЕГУЛЯТОРОМ УРОВНЯ .
Основная проблема при создании лимитера это выбор постоянной времени для реакции лимитера, поскольку слишком быстрая реация будет довольно сильно изменять динамический диапазон звукового сигнала, а если она будет слишком большой, то лимитер не успеет обработать входной сигнал и «пропустит» клиппинг. На рисунке 28 приведен фрагмент схемы лимитера, организованного на базе буферного ОУ, т.е. это «доведенная» схема рисунка 25:
Рисунок 28. Организация лимитера. Схема специально организована самым примитивным образом — сигнал с выхода усилителя подается на правый вывод резистора R52, далее он выпрямляется диодным мостом на диаодах D12, D13, D17, D18 и подается на ограничитель амплитуды на D14 и D15. Напряжения стабилитронов D14 и D15 выбирается примерно на 5. 8 В меньше, чем максимальное выходное напряжение усилителя мощности, а R50 ограничивает протекающий ток и совместно с С20 образует времязадающую цепочку времени реакции лимитера, т.е. как быстро лимитер снизит коф усиления буферного усилителя при появлении максимальной амплитуды сигнала. Время, через которое лимитер «вернет» первоначальный коф усиления буферному ОУ зависит от емкости С20 и сопротивления R51. D16 предохраняет лампу оптрона АОР124 от перегорания завышенным напряжением. Лампа HL1 «светит» на фоторезистор оптрона R49, который при освещении уменьшает свое сопротивление, существенно уменьшая коф усиления буферного ОУ. К сожалению оптронов ЛАМПА-ФОТОРЕЗИСТОР не так уж много, и взаимозаменяемость у них не очень хорошая, так что лучше поискать оптроны именно этой серии, причем лучше с буквой Б на конце, т.е. АОР124Б — при включенной лампе сопротивление фоторезистора снижается до 360 Ом, а у остальных этой серии до 1,2 кОм, хотя и этого достаточно для данного лимитера. Однако ОУ хороши не только в буферных усилителях — используя наборы резисторов и конденсаторов на них можно построить и регуляторы тембра, причем и много полосные эквалайзеры, и фильтры только для определенного диапазона частот . Для примера рассмотрим схему рисунка 29:
Рисунок 29. Фильтр высокой частоты. R1 и С2 образуют фильтр первого порядка, принцип которого лучше объяснить через реактивное сопротивление — при достижении определенной частоты реактивное сопротивление начнет уменьшаться и как только оно станет значительно меньше R1 амлитуда входного сигнала тоже начнет уменьшаться. Для проверки возьмем АЧХ данной схемы, нарисованную симулятором:
Рисунок 30. Теперь пересчитаем реактивное сопротивление С1 для частот, показанных на графике выше. Изгиб линии АЧХ начинается примерно на 2 кГц, для этой частоты реактивное сопротивление С2 будет составлять 169 кОм, по отношению к 22 кОм R1 это начинает ощущаться. На частоте 24,1 кГц сопротивление С2 будет составлять 14 кОм и это уже меньше сопротивления R1 в 1,6 раза, следовательно напряжение тоже должно уменьшиться в 1,6 раза, что собственно и происходит при напряжении в 1,22 В на низкой частоте 500 Гц на частоте 24 кГц амплитуда уменьшилась до 0,75 В, т.е. в те же самые 1,6 раза. Теперь добавим еще одно, точно такое же звено, как R1-С2, и получим фильтр второго порядка:
Рисунок 31. Фильтр второго порядка

Рисунок 32. АЧХ фильтра второго порядка. Как видно из рисунка выходного напряжение на низких частотах снизилось, буквально на 0,2 В, а вот на высокой частоте завал происходит значительно интенсивней — теперь на частоте 24 кГц выходное напряжение составляет 0,3 В, что более чем в 2 раза меньше, чем в предыдущем фильтре. Для большей наглядности переведи эти значения в дБ, поскольку человеческое ухо уровень громкости воспринимает по логарифмическому закону, и АЧХ фильтра втрого порядка приобретает следующий вид:
Рисунок 33. АЧХ фильтра второго порядка в дБ. Из графика теперь видно, что на частоте 24 кГц завал АЧХ составляет 10 дБ, т.е в 3 раза ниже от низкочастотного. Добротность данного фильтра, т.е. зависимость на сколько уменьшится коф усиления в зависимости от изменения частоты, составляет 5 дБ на октаву. Октава — музыкальное понятие, означающее, что частота изменилась ровно в 2 раза. В данном случае за отрезок для расчетов были взяты частоты 10 кГц и 20 кГц, м на этом участке амплитуда уменьшилась на 5,2 дБ.
Рассмотрим еще один пример — фильтр третьего порядка, т.е. содержащий 3 одинаковых узла:
Рисунок 34. Фильтр третьего порядка.

Рисунок 35. АЧХ фильтра третьего порядка. В этом фильтре «завал» АЧХ происходит 7,5 дБ на октаву, т.е. уменьшение амплитуды происходит гораздо интенсивней. По этому же принципу можно организовывать фильтры низких частот:
Рисунок 36. Фильтр низких частот

Рисунок 37. АЧХ фильтра низких частот Данные фильтры обычно используются в полных усилителях мощности для ограничения краев звукового диапазона , где обычно «селяться» неприятные помехи. Однако используя схемотехнику фильтра высоких частот можно организовать фильтр НЧ, для сабвуфера :
Рисунок 38. Фильтр для сабвуфера

Рисунок 39. АЧХ фильтра для сабвуфера Не смотря на полную работоспособность данного фильтра рекомендовать его использование было бы не совсем корректно — у него нет ограничения в области инфранизких частот , а это увеличивает шанс перегрева катушки динамической головки или ее механическое повреждение от ударов о магнитную систему. Теперь в качестве фильтра рассмотрим следующую схему:
Рисунок 40. Здесь ОУ включен через инвертирующий вход, причем ООС ОУ содержит RC цепочки, которые однозначно будут влиять на АЧХ данной схемы. Так же схема содержит переменный резистор Х1, при среднем положении движка которого компоненты ООС и входной цепи делаются полностью симметричными, что дает право предположить, что ООС компенсирует изменения АЧХ, которые внесут входные элементы. На схеме слева от движка написано номинал резистора, в данном случае это 100 кОм, а справа — положение движка в процентах относительно его полного хода, т.е. 50 означает, что движок находится посередине. Для проверки суждений об АЧХ посмотрим на АЧХ данной схемы, сформированной симулятором:
Рисунок 41. Действительно — красная линия, отображающая форму АЧХ практически идет по нулевой отметке. Теперь передвинем движок переменного резистора в сторону R2:
Рисунок 42. Как видно из рисунка усилитель начал усиливать определенный участок АЧХ, расположенный в районе 40 Гц и это говорит о том, что реактивное сопротивление конденсаторов С2 и С3 изменяется на столько, что начинает влиять на ООС, причем форма полученной АЧХ сильно напоминает форму АЧХ LC резонансного контура, однако здесь нет индуктивностей, следовательно резонанс как таковой не возможен. Для определения частоты всплеска вводится дополнительное понятие — КВАЗИРЕЗОНАНС. Квазирезонанс может вызывать как всплеск АЧХ вверх, так и завал вниз — достаточно перевести движок переменного резистора в сторону R4:
Рисунок 43 Используя этот фильтр уже можно создать полноценный фильтр для сабвуфера , поскольку у него есть хорошее ограничения в области инфранизких частот. Единственно, что может потребоваться, так это изменить номинал частотозадающих конденсаторов, поскольку добротность у фильтра получается достаточно высокая. В результате получается следующая схема и ее АЧХ:
Рисунок 44 Используя несколько фильтров включенных параллельно, но имеющих разные частотозадающие конденсаторы можно построить эквалайзер — регулятор тембра, производящий регулировку в четырех и более участках АЧХ (полосах). На рисунке 45 приведена схема подобного эквалайзера на 8 полос:
Рисунок 45. Принципиальная схема эквалайзера на 8 полос. Однако это далеко не единственный способ постройки эквалайзеров с использованием ОУ. На рисунке 47 приведена схема полностью пассивного эквалайзера, в котором ОУ выполняют роль буферного усилителя (Х1) и компенсатора потерь (Х2).
Рисунок 46. Принципиальная схема пассивного эквалайзера,
опубликованного в журнале РАДИО в восьмидесятых годах. Иногда для построения эквалайзеров на базе ОУ используют отдельные полосовые фильтры , включенные в ООС другого ОУ. Это позволяет уменьшить влияние полос друг на друга, а так же в широких пределах изменять величины подъема-завала участка АЧХ выбранной полосы:
Рисунок 47. Однако при построении стереофонического эквалайзера желательно чтобы оба канала были идентичны друг другу, а это требует использование и резисторов и конденсаторов без разброса параметров . Найти такие весьма затруднительно, поэтому приходится подбирать и резисторы и конденсаторы. Избавиться от этой неприятности позволит изменение схемотехники полосовых фильтров, а именно использование регулируемых фильтров. В восьмидесятых годах в РАДИО была опубликована схема подобного эквалайзера на базе К157УД2. Использование именно этих ОУ было обоснованно тем, что они сдвоенные. Однако на сегодня не дефицитны микросхемы, содержащие в своем корпусе 4 ОУ, следовательно увеличение количества ОУ для регулируемых фильтров практически не скажется на увеличении количества микросхем. Схема эквалайзера на пять полос на базе регулируемых фильтров приведена на рисунке 48, причем данный эквалайзер может легок расширяться до 15-ти полосного:
Рисунок 48. Кстати сказать — все предлагаемые выше эквалайзеры были из разрядка графических , т.е. при использовании ползунковых переменных резисторов возле каждого движка нанести градуировку, то по положению движка резистора можно судить о форме АЧХ:
Рисунок 49. Передняя панель графического эквалайзера ПРИБОЙ Э024С Однако есть еще одна разновидность эквалайзеров — параметрические . Данные эквалайзеры позволяют влиять не только на подъем-завал АЧХ на определенном участке, но и перемещать этот участок и кроме этого регулировать добротность.
Рисунок 50. Передняя панель параметрического эквалайзера Klark Teknik DN410 В быту такие эквалайзеры используются крайне редко, тем не менее именно они позволяют более точно откорректировать АЧХ в зависимости от необходимости. Речь собственно о параметрических эквалайзерах зашла потому, что схема рисунка 48 позволяет трансформировать данный эквалайзер в параметрический, для чего необходимо подстроечные резисторы полосовых фильтров заменить на последовательно соединенный подстроечный резистор меньшего номинала и переменный резистор, выведенный на переднюю панель. С другой стороны никто не запрещает использовать одну полосу данного эквалайзера для выделения и усиления узкого участка АЧХ, который как раз и необходим для создания многофункционального фильтра для сабвуфера, к которому остается только добавить фазовращатель, чтобы устранить изменение фазы, происходящее в самом фильтре. В результате получается следующая схема фильтра для сабвуфера :
Рисунок 51. Принципиальная схема фильтра сабвуфера На рисунках 52 и 53 приведены изменения формы АЧХ в зависимости от регулировки частоты и добротности:
Рисунок 52. Изменение частоты фильтра для сабвуфера

Рисунок 53. Изменение добротности фильтра для сабвуфера. Все рассмотренные ранее варианты применения ОУ были основаны на использовании ООС — отрицательной обратной связи. Однако ОУ может быть охвачен и положительной обратной связью — ПОС , т.е. обратная связь заводится на НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ВХОД . Такое включение позволяет «оцифровывать» некоторые аналоговые события, например при достижении определенной температуры должно произойти какое то событие, например включиться вентилятор принудительного охлаждения, а как только температура понизится ниже определенной температуры — выключиться. Подобные действия может осуществлять схема управления вентилятором , приведенная на рисунке 54.
Рисунок 54. Принципиальная схема управления вентилятором. На схеме R7 выступает в роли вентилятора от компьютерной техники, размер которого и производительность, зависят уже от конструктивного исполнения усилителя. Подстроечным резистором Х1 регулируется порог срабатывания. Резистор R8 служит для включения вентилятора на минимальных оборотах и должен быть мощностью не менее 1 Вт, а сопротивление подбирается в зависимости от производительности. Для большей наглядности подключим к схеме генератор низких частот с небольшой амплитудой, имитирующей изменение R2 в зависимости от температуры и сравним входное и выходное напряжения ОУ:
Рисунок 55. Входные и выходное напряжения ОУ. Здесь синей линией обозначен входное напряжение на инвертирующем входе, красной на не инвертирующем, а зеленой — на выходе ОУ. Поскольку выходное напряжение изменяется, то через резистор R4 оно влияет и на величину напряжения на не инвертирующем входе, однако на этом рисунке зависимость изменений видно не очень хорошо, поэтому отключим напряжение на выходе ОУ и более внимательно рассмотрим напряжения на входах:
Рисунок 56. Напряжение на входе ОУ. Пока терморезистор R2 холодный его сопротивление велико и на инвертирующем входе напряжение будет положительным, следовательно напряжение на выходе ОУ будет максимально приближено к минусовому напряжению питания (синяя линия рисунка 56), а это в свою очередь повлечет появление небольшого отрицательного напряжения на не инвертирующем входе, примерно -0,3 В (красная линия рисунка 56). По мере нагрева R2 его сопротивление начнет уменьшаться, что повлечет уменьшение напряжения на инвертирующем входе ОУ, а затем переход в отрицательное значение. Как только напряжение на инвертирующем входе станет меньше, чем на не инвертирующем значение напряжения на выходе ОУ начнет увеличиваться, что повлечет увеличение напряжения на не инвертирующем входе и разница напряжения на входах ОУ еще больше увеличится. Поскольку ОУ усиливает только разницу напряжения на инвертирующем и не инвертирующем входах увеличение разницы напряжений повлечет еще большее увеличение выходного напряжения на выходе ОУ и разница входных напряжений станет еще больше. Таким образом образуется лавинный процесс, который способствует почти мгновенному изменению выходного напряжения на выходе ОУ, что собственно и происходит на рисунке 56, в точке 1 шкалы времени. По окончании этого процесса на выходе ОУ формируется напряжение, близкое по значению к положительному источнику питания, а на не инвертирующем входе появляется положительное напряжение равное 0,3 В. Появление положительного напряжение на выходе ОУ открывает транзистор Q1 (2N5551), который в свою очередь открывает Q2 (BD139) и вентилятор увеличивает обороты до максимальных. Кстати сказать — напряжение почти 15 В можно подавать далеко не на все компьютерные вентиляторы, поскольку не у всех вентиляторов устройство управления обмотками двигателя позволяет работать на повышенных оборотах. При достижении максимальных оборотов и дальнейшем увеличении напряжения питания магнитное поле вклеенных магнитов двигателя уже успевает «проскочить» нужный датчик Холла и в результате повышается вибрация двигателя, падают обороты и резко увеличивается нагрев силовых ключей двигателя. Поэтому, при питании схемы от напряжения ±15 В следует предусмотреть резистор на 0,5 Вт, включенный последовательно с вентилятором. Сопротивление этого резистора подбирается таким образом, чтобы на вентиляторе было 12-13 В, обычно 5. 10 Ом хватает. Как только началось охлаждение, по логике, сопротивление терморезистора должно увеличиваться, но допустим, что тепловое сопротивление радиатора не очень хорошее и терморезистор продолжает нагреваться, а напряжение на инвертирующем входе продолжает уменьшаться.
Но спустя какое то время спустя терморезистор начнет охлаждаться и его сопротивление начнет увеличиваться, а напряжение на инвертирующем входе начнет увеличиваться, дойдет до нуля и перейдет в положительное значение. Как только напряжение достигнет значения, равного напряжению на не инвертирующем входе и сразу же начнется лавинный процесс, но уже в отрицательную сторону — на выходе начнет уменьшаться провоцируя уменьшение напряжения на не инвертирующем входе увеличивая разницу напряжений на входа ОУ и в конце концов максимально приблизится в напряжению минусового напряжения питания. Что собственно и происходит во временной точке 2, в которой и выключается вентилятор. Как видно из графика переключение ОУ происходит не при одной и той же температуре — сначала должен произойти небольшой перегрев (напряжение на терморезисторе должно стать меньше -0,3 В), по отношению к установленной величине, а затем небольшое переохлаждение (напряжение на терморезисторе должно превысить +0,3 В). Исходя из этого можно построить график, изображенный на рисунке 57:
Рисунок 57. Получившаяся схема представляет одну из возможных реализаций триггера Шмитта или компаратора , а представленный на рисунке 57 график является описанием петли Гистерезиса , т.е. данную схему можно рассматривать как простейший аналого-цифровой преобразователь — АЦП .
Кроме контроля за температурой подобные схемы могут использоваться для управления вторым уровнем питания в мощных усилителях звуковой частоты класса Н . Принцип работы данных усилителей основан на разделении напряжения питания на две, обычно одинаковые части, и пока уровень выходного сигнала меньше более низкого питания оконечный каскад использует именно низковольтный источник. Как только амплитуда выходного сигнала начинает приближаться к величине напряжения питания на оконечный каскад подается «вторая часть» питания. Для более подробного рассмотрения используем усилитель Холтона:
Рисунок 58. Принципиальная схема Холтона в классе H В этой схеме в качестве компаратора используется специализированный ОУ LM311 , имеющий на выходе транзистор и выведенными эмиттером и коллектором, что значительно расширяет возможности данной микросхемы — возможно включение и повторителем, и выходом с открытым коллектором. Как только напряжение на выходе усилителя достигает значения +40 В компаратор Х3 изменит напряжение на своем выходе и откроются транзисторы Х9 и Х10 и напряжение +100 В будет подано на стоки транзисторов оконечного каскада. Как только напряжение на выходе снизится ниже 22 В компаратор снова изменит свое состояние и «второй этаж» питания будет отключен. Напряжения при которых подключается и выключается «второй этаж» питания определяется положением движка подстроечного резистора R30, а петля Гистерезиса формируется резистором R37 и в данной схеме номинал этого резистора несколько занижен для большей наглядности. При повторении схемы рекомендуется использовать номинал на 2,2 МОм. Если есть уверенность в том, что у Вас ПРАВИЛЬНАЯ разводка печатной платы и вероятность возникновения импульсных наводок сведена до минимума, то от этого резистора можно вообще отказаться — внутренняя структура микросхемы позволяет. Для минусового плеча происходит тот же самый процесс, только за ним следит компаратор на X4, а второй уровень питания подключают транзисторы М7 и М8.
Рисунок 59. Управление вторым уровнем питания усилителя класса H. В качестве транзисторов для подключения второго уровня питания на схеме используются IRF640 и IRF9640, как самые распространенные. Резисторы R63, R64, R69, R71 используются для уменьшения ударного процесса, который происходит в момент открытия транзисторов второго уровня и который неизбежно проявляется на выходном сигнале. Для уменьшения этого же процесса служат и конденсаторы С13 и С14. Если проблем с комплектацией нет, то вместо пар силовых транзисторов можно использовать по одному использовать более сильноточные транзисторы IRF5210 для плюсового плеча и IRF3710 для минусового. Резисторы в истоках необходимо уменьшить до 0,1 Ома. Питание систем управления осуществляется от параметрических стабилизаторов R53-D8-D9, для положительного плеча питания и R56-D10-D11, для отрицательного плеча. Два одинаковых стабилитрона обеспечивают виртуальную среднюю точку именно для каждого ОУ и эта точка является опорным для работы компаратора. Ну а что собственно дает такое включение оконечного каскада? Прежде всего уменьшения рассеиваемого тепла оконечным каскадом, поскольку изменяясь напряжение питания оконечного каскада существенно уменьшает рассеиваемое этим каскадом тело. А поскольку тепла выделяться стало значительно меньше, то уже можно использовать и меньшее количество пар транзисторов для этого самого, оконечного каскада, а это уже экономия средств. Кроме этого, в качестве транзисторов конечного каскада используются IRFP240-IRFP9240, максимальное напряжение СТОК-ИСТОК равно 200 В, следовательно напряжение питания усилителя по традиционной схеме не должно превышать ±90 В (десять вольт на технологический запас, хотя этого мало). Используя двух уровневое питание напряжение можно увеличивать, поскольку в любой момент времени к транзисторам будет приложено не более 3/4 от общего напряжения питания. Другими словами — даже при питании от двухуровневого питания ±50 В и ±100 В к транзисторам будет приложено напряжение не более 150 В, поскольку даже при максимальной амплитуде выходного сигнала один из транзисторов управления вторым уровнем будет закрыт — если на выходе плюсовая полуволна будет закрыто управление «вторым этажом» минусового напряжения и наоборот — если на выходе минусовая полуволна, то будет закрыто управление плюсового «второго этажа». Схемотехнически можно организовать работу компаратора таким образом, что он будет отслеживать не один уровень сравниваемого с опорным напряжения, а два. Подобные компараторы называются двух пороговыми , а использовать их можно, например для контроля напряжения питания усилителя, для контроля за уровнем постоянного напряжения на выходе усилителя. С защиты от постоянного напряжения для АС и начнем:
Рисунок 60. Защита АС от постоянного напряжения. Здесь на входа ОУ изначально поддано напряжения смещения , организованное на диодах D3 и D4 (1N4148). В качестве выхода усилителя мощности служит генератор синусоидального сигнала V1 и если на нем появляется напряжение плюсовое постоянное напряжение, то увеличить величину на не инвертирующем входе оно не может — не даст D3, а вот на инвертирующем входе увеличению положительного напряжения ни чего не мешает и на выходе ОУ сформируется почти минус напряжения питания, что повлечет закрытие составного транзистора Q1-Q2 и реле (R12) отключится. Если же на выходе усилителя появляется минусовое напряжение, то увеличиваться, точнее уменьшаться оно не сможет на инвертирующем входе — не даст D4, а вот на не инвертирующем входе оно беспрепятственно может принимать отрицательные значения, что так же повлечет к появления на выходе ОУ почти минусового напряжения питания и реле снова отключится. Для примера подадим с генератора напряжение амплитудой 9 В и частотой 0,1 Гц, которое можно считать за имитацию постоянного напряжения:
Рисунок 61. Временные диаграммы работы защиты АС, длительность 10 сек. Синяя линия — сигнал с генератора, красная — напряжение на коллекторах Q1 и Q2.
Цепочка С2 и R13 служит для задержки подключения АС в момент включения усилителя и на короткое время (пока С2 заряжается) подает небольшое положительное напряжение на вход устройства. А чем эта схема лучше популярных транзисторных аналогов? Есть один нюанс, который рано или поздно может довести до неприятностей. Для примера возьмем одну из популярных схем защиты от постоянного напряжения:
Рисунок 62. Принципиальная схема защиты АС от постоянного напряжения. Плюс на выходе усилителя открывает Q1- Q3 закрывается, минус на выходе усилителя открывает Q2 — Q3 закрывается, вроде бы все верно, но вот как это происходит? Емкость C2 достаточно велика и мгновенно включить и выключить реле она не позволит, следовательно уменьшается скорость замыкание и размыкания контактов реле, что вызывает подгорание контактов и к конечном итоге — выходу из строя реле . Для наглядности рассмотрим графики напряжения на коллекторах управляющих реле транзисторов:
Рисунок 63. Осциллограммы на коллекторах силовых транзисторов. Здесь синяя линия это напряжение на коллекторе Q2 рисунка 62, а красная на коллекторе транзистора Q2 рисунка 60. Как видно из рисунка для традиционной защиты изменение напряжения питания для реле происходит в течении 0,1 сек, в то время как для защиты с ОУ время переключения зависит только от скорости самого ОУ и быстродействия силовых транзисторов, т.е. практически мгновенно, по сравнению с традиционной. По этому же принципу можно организовать софт-старт для усилителя мощности , а кроме самого софт-старта схема будет осуществлять и контроль за напряжением питания. Если вторичное питания будет изменяться выше или ниже установленного предела, например при проведении сварочных работ на этой же фазе сетевого напряжения, или во время ветреной погоды произойдет перехлест проводов сетевой линии и в розетке появится 280-340 В, то данная схема автоматически переведет усилитель в режим старта. Если ситуация продлится довольно долго, то это вызовет перегорание токоограничивающего резистора и усилитель вообще отключится. Принципиальная схема приведена на рисунке 64:
Рисунок 64. Здесь V1 и V1 имитируют вторичные обмотки силового трансформатора, V3 — имитация скачков сетевого напряжения, R1 и R2 — имитируют ОДИН резистор, включенный последовательно с первичной обмоткой силового трансформатора и шунтируемый контактами реле, обмотку которого имитирует резистор R15, R 3 — имитация тока покоя усилителя мощности. Для получения более узкого диапазона срабатывания в схеме использованы диоды Шоттки, поскольку на них меньшее падение напряжения, можно заменить на 1N4144. В момент включения С3 разряжен и реле выключено, зарядка конденсаторов фильтров вторичного питания происходит через резистор, установленный последовательно с первичной обмоткой трансформатора. Зачастую время зарядки конденсаторов вторичного питания превышает время зарядки С3, следовательно контакты реле остаются разомкнутыми. Как только на верхнем выводе С1 напряжение достигает определенного уровня срабатывает компаратор и включает реле — схема перешла в рабочий режим. как только напряжение на С1 станет меньше или больше установленного подстроечным резистором R5 напряжения компаратор снова сработает и отключит реле — питание будет осуществляться через токоограничивающий резистор. Мощности трансформатора уже не хватит сжечь оконечные транзисторы усилителя, в котором при скачках начнут формироваться переходные процессы. Однако если емкости конденсаторов достаточно велики, то запасенной в них энергии может быть достаточно, чтобы что то вышло из строя, поэтому рекомендуется использовать сильноточное высоковольтное реле с тремя переключающими группами контактов. Одна группа будет шунтировать резистор в первичной обмотке трансформатора, а вторая токоограничивающие резисторы, установленные по шинами питания уже после основных конденсаторов вторичного питания:
Рисунок 65. Наиболее оптимальное использование контактных групп реле. Как дополнительный сервис данная схема может еще следить за техническим состоянием С1 (рисунок 64) и если его емкость уменьшится от «высыхания», устройство даже не даст подать питание на усилитель мощности. Но тут нужно будет добавить точно такую же схему и для слежения за техническим состоянием конденсаторов минусового плеча питания, впрочем использование ОУ типа TL072 (в одном корпусе 2 ОУ) сократит количество используемых деталей. На последок осталось рассмотреть еще один способ использования ОУ, обычно применяемый в высококачественных усилителях мощности, причем применение именно в качестве усилителя постоянного напряжения. Для обеспечения на выходе усилителя мощности постоянного напряжения максимально приблежонного к нулю используют интеграторы — модули, которые следят за величиной именно постоянного напряжения и исходя из величины постоянной составляющей вносят коррективы в режимы усилителя, тем самым приближая уровень постоянного напряжения к нулю. Для примера возьмем все тот же усилитель Холтона:
Рисунок 66. Принципиальная схема усилителя Холтона с буферным усилителем и интегратором. Выходное напряжение усилителя мощности через резистор R49 попадает на конденсатор С21, который отфильтровывает переменную составляющую сигнала. Встречно включенные диоды D12 и D13 исключают превышение входного напряжения для ОУ, предохраняя его от перегрузки. Далее напряжение попадает на инвертирующий вход ОУ Х7 и сравнивается с нулем, который подается на не инвертирующий вход ОУ. ОУ охвачен глубокой ООС, но только по переменному напряжению — это конденсатор С20, следовательно он усиливает только постоянное напряжение, которое с выхода ОУ, через резистор R47 подается на вход усилителя. Если на выходе усилителя постоянное напряжение положительное, то интегратор на своем выходе формирует отрицательное напряжение такой величины, чтобы напряжение на выходе усилителя стало равным нулю ОУ интегратора входное напряжение сравнивает именно с нулем. Если же выходе усилителя отрицательное напряжение, то на выходе ОУ формируется положительное напряжение, снова выравнивающее выходное напряжение самого УМ с нулем. Введение интегратора позволяет более точно контролировать наличие постоянной составляющей на выходе усилителя и автоматически корректирует ее, что позволило существенно увеличить входное сопротивление самого усилителя — на рисунке 25 R8 равно 10 кОм, номиналом именно этого резистора выставлялся ноль на выходе усилителя. Вот собственно и все основные способы применения ОУ в звукотехнике, если придумаете свои — честь Вам и хвала. Можно конечно упрекнуть в том, что не упомянуты мощные ОУ, которые можно самостоятельно использовать как усилители мощности, например TDA2030, TDA2050 и т.д. Но это спорный вопрос. С одной стороны это уже интегральные усилители мощности, как бы отедльная ветка, с другой все варианты включения ОУ для них подходят и они точно так же как ОУ могут суммировать сигналы, изменять их АЧХ, могут работать компараторами, причем стоимость TDA2030 меньше стоимости ОУ, транзистора и реле, необходимые для управления вентилятором, а ведь TDA2030 способна без дополнительных элементов управлять компьютерным вентилятором, причем не одним, а несколькими, включенными как последовательно, при увеличении питания, так и паралельно — диапазон питающих напряжений позволяет. Опять же — подавляющее большинство дискретных усилителей можно рассматривать как ОУ, поскольку они имеют и не инвертирующий вход и инвертирующий, следовательно все законы обратных связей ОУ для них вполне применимы. Так что додумывайте дальше сами — ВОТ ЭТО БУДЕТ ТВОРЧЕСКИМ ПОДХОДОМ. Предвидя упрек, что можно было бы добавить небольшой справочный листок по наиболее популярным ОУ отвечу — подобный листок в стадии разработки и появится в середине-конце октября в виде приложения к данной статье. Одним из недостатков данной статьи является отсутствие фотографий и чертежей печатных плат, однако здесь предложены схемы, некоторые из которых собирались отдельными модулями более двадцати лет назад, а в случае необходимости установки сегодня они просто интегрируются непосредственно в плату устройства, а не используются как отдельный модуль. Так что печатные платы разрабатывайте сами или ищите на форуме.

Приложение к статье

Операционные усилители делятся на несколько категорий, самая популярная — ОУ широкого применения, имеющие не плохие параметры, но на сегодня считающиеся средними. Есть ОУ прецизионные, предназначенные для использования в измерительной аппаратуре. А есть специально для аудиоустройств. Чем они отличаются кроме цены? Прежде всего принципиальной схемой. Для примера возьмем принципиальную схему ОУ широкого применения TL071 и считающийся звуковым:
Рисунок 1. Принципиальная схема операционного усилителя TL071

Рисунок 2. Принципиальная схема операционного усилителя AD744 Кроме схемотехнических отличий данные ОУ отличаются друг от друга используемыми транзисторами — у AD774 более скоростные транзисторы, что конечно же сказывается на частоте единичного усиления. У AD744 частота единичного усиления не менее 13 МГц, а у TL071 — 3 МГц. Так же у них отличается уровень THD — у AD744 это 0,0003%, у TL071 от Texas Instruments — 0.003%, а у TL071 от STMicroelectronics — 0.01%, Ну и наконец в принципиальной схеме AD744 в генераторе тока имеются два подстроечных резистора, да, да, именно подстроечных. Разумеется, что микросхемы не имеют шлицов для регулировки. Эти резисторы юстируются лазером после изготовления кристалла ОУ до получения оптимального режима работы диф каскада, и как следствие — минимального уровня THD. Даже не вникая глубоко в экономику должно быть понятно, что стоимость ОУ, приведенных в качестве примера будет отличаться в разы, а если точнее, то почти в 20 раз. Так же изначальные параметры компонентов объясняют засилье рынка TL071 от STMicroelectronics, ведь продавать эти популярные ОУ приходится по той же цене, что и ОУ от Texas Instruments — не каждому покупателю удается объяснить разницу. Большинство ориентируется только на название и не вникает в то, что одни и те же микросхемы от разных производителей отличаются даже точностью применяемых резисторов, не говоря уже о полупроводниках. На рисунке 3 показана принципиальная схема TL071 от STMicroelectronics, номиналы пассивных компонентов отличаются от номиналов, показанных на рисунке 1:
Рисунок 3. Принципиальная схема ОУ TL071 от STMicroelectronics Учитывая то, что разброс параметров резисторов считается от последнего знака и обычно составляет 5% получаем, что разброс резисторов в диф каскаде для микросхемы от STMicroelectronics составляет 5% от сотен Ом — последний знак это 0,3 кОм, а для микросхемы от Texas Instruments это будет 5% от единиц Ома, ведь в документации от завода прописан номинал в 1080 Ом. Для большей наглядности рассмотрим параметры ОУ, позиционируемых как аудио:

Наименование
(тип корпуса)

Напряжение
питания, В

Входное
сопротивление,
МОм