Для чего нужен детектор нуля

Детектор нуля схема.

Предлагаемый детектор нуля выдает короткие импульсы (0,3-1 мс) относительно нуля (перехода через ноль) синусоиды сетевого напряжения. Выход схемы гальванически отделен от сети.
Детектор нуля можно использовать для синхронизации силовых тиристорных блоков, в качестве генератора частоты 100 Гц (50 Гц), для быстрого определения пропадания сетевого напряжения и т.д. Он также позволяет формировать импульсный сигнал, начинающийся в начале фазы (детектор фазы).

Схема детектора нуля приведена на рис.1.
Резистор R1 сдерживает потребляемый ток на уровне 3 мА. Наличие этого высокоомного резистора сообща со стабилитроном VD7 дает вероятность использовать в устройстве низковольтные конденсаторы, диоды и транзисторы.
Диодный мост VD1. VD4 преобразует переменное напряжение в однополярное, пульсирующее. Через диод VD5 оно подается в цепь питания; стабилитрон VD7 сдерживает напряжение, а конденсатор С2 сглаживает пульсации. Емкость конденсатора С2 в цепи питания выбрана большой (22 мкФ) при работе устройства в качестве детектора фазы (иначе будет «размыт» импульс вверху). Если крутизна импульса не критична, а также в схеме детектора нуля, емкость С2 можно уменьшать до 0,22 мкФ. При указанной емкости С2 время между включением детектора в сеть и появлением первого импульса составляет приблизительно 150. 200 мс.
Одновременно пульсирующее напряжение через резистор R2 подается на базу транзистора VT1, периодически открывая его, и на коллекторе VT1 (в точке ХЗ) появляются короткие импульсы длительностью 0,2. 0,3 мс.
При варианте детектора нуля между точками ХЗ и Х4 включается перемычка. Тогда резисторы R4 и R5 включены параллельно, а транзистор VT2 отключен.
Прямоугольные импульсы через разделительный конденсатор С1 поступают на базу составного транзистора VT3-VT4. Так как они на коллекторе VT1 короткие, конденсатор С1 не успевает зарядиться полностью. С1 разряжается через диод VD6 при спаде импульса.
Составной транзистор, открываясь на 0,2. 0,3 мс, включает светодиод оптрона VU1. Ток светодиода выбран примерно 12. 15 мА. Светодиод коммутирует фототранзистор, с которого снимается выходное напряжение, гальванически развязанный от сети.
На контакты Х9 и Х8 подается питание (5 ..10 В) от схемы, где используется сигнал детектора. В этом случае фототранзистор включен по схеме с общим коллектором, выходом служит контакт Х7 (Вых. 1).
При сопротивлении R7 = 100 Ом выходные импульсные сигналы имеют пологие фронты и длительность приблизительно 1 мс, а при сопротивлении 10 кОм — 0,3 мс с крутыми фронтами. При необходимости иметь инвертированный сигнал «+» питания подают на контакт Х6, «-» — на Х7, резистор R7 включают между Х6 и Х9, а сигнал снимают с вывода Х9 (Вых.0).
В варианте детектора фазы перемычку устанавливают между контактами ХЗ и Х5. Импульсы с коллектора VT1 подаются на базу VT2 и на его коллекторе они инвертируюся, т.е. отсутствуют в течение 0,2-0.3 мс. Через С1 импульсные сигналы с коллектора VT2 поступают, как и в предыдущем варианте на составной транзистор VT3-VT4.
Временные диаграммы работы детекторов для обоих вариантов показаны на рис.2.

В детекторе нуля можно применить любые маломощные низковольтные транзисторы и диоды.
Стабилитрон — с напряжением стабилизации 9. 15 В.
Тип оптрона также не критичен — любой с необходимым напряжением изоляции (не менее 300 В).
Номиналы резисторов не критичны (47. 200 кОм), но при уменьшении сопротивления R1 увеличивается его рассеиваемая мощность, что нужно учитывать.
Ток потребления детектора нуля — приблизительно 2 мА, но его можно снизить, увеличив сопротивление R1.
Детектор нуля собран на печатной плате, чертеж которой изображен на рис.3.

Радиомир 2008/08
«Детектор нуля»

Высокоточный детектор перехода сетевого напряжения через ноль на двух транзисторах

Для многих приложений, использующих переменное напряжение 110/230 В, требуется детектирование перехода сетевого напряжения через ноль (zero-crossing-detection, ZCD), например, для синхронизации коммутации нагрузок. Один из методов ZCD основан на использовании высокоомного токоограничивающего резистора или резистивного делителя напряжения для измерения переменного напряжения на выводе контроллера. Однако такая схема ZCD имеет задержку, зависящую от порогового напряжения входа контроллера, наличия гистерезиса и скорости нарастания сетевого напряжения. Например, предположим, что напряжение в системе равно 230 В, 50 Гц, и резисторы делят напряжение на 100, то есть 230 В/100 = 2.3 В. Кроме того, предположим, что порог переключения входа микроконтроллера равен 1 В. Относительно напряжения сети 230 В этот пороговый уровень составляет 1 В×100 = 100 В. Таким образом,

дает задержку t = 1.43 мс, что составляет 14.3% от длительности полупериода – существенная ошибка.

Рисунок 1.

Эта простая двухтранзисторная схема точно определяет момент перехода входного сетевого напряжения через ноль.

На Рисунке 1 показана недорогая эффективная схема ZCD, использующая два стандартных транзистора. Цепь C₁, C₂, D₁, D₂ и R₁, подключенная непосредственно к сети переменного тока, образует простой однополупериодный выпрямитель, питающий схему ZCD. Q₁ служит выходным элементом схемы ZCD. Для компенсации напряжения база-эмиттер добавлен включенный диодом транзистор Q₂, ограничивающий положительную полуволну напряжения. Для повышения эффективности детектор должен распознавать периоды переменного тока при как можно более высоком напряжении. Этим требованием определяется выбор транзисторов. Q₂ и Q₁ – малошумящие малосигнальные транзисторы BC549B с максимальным напряжением коллектора, равным 30 В. При таком выборе напряжение 230 В необходимо ослабить до 30 В. (Для транзистора BC546 достаточно ослабления до 80 В). Таким образом, коэффициент деления делителя должен быть равен 30 В/230 В = 13.4%, и сопротивления резисторов должны соответствовать соотношениям

Сопротивления ограничивающих ток резисторов R₂ и R₃ должны быть достаточно большими. Выбор стандартного значения R₁ = 820 кОм означает, что

а ближайшее стандартное значение – 120 кОм. При таких сопротивлениях напряжение на транзисторе Q₂ ограничено значением

что меньше максимально допустимого для транзистора напряжения 30 В.

Во время положительного полупериода напряжение на базе Q₁, ток которой ограничивается резистором R₄, увеличивается примерно до 0.6 В. Q₂ работает как постой диод. Таким образом, когда напряжение превышает 0 В, Q₂ смещен в обратном направлении и блокирует протекание любого тока. При 0 В Q₂ смещен в прямом направлении, но поддерживает напряжение 0.6 В на переходе база-эмиттер (V_BE). Таким образом, напряжение на коллектор и базе Q₂, подключенным к базе Q₁, остается на уровне 0.6 В. В положительном полупериоде транзистор Q₁ насыщен, и выходное напряжение близко к нулю. В отрицательном полупериоде, когда напряжение меньше 0 В, ток течет через Q₂. Поэтому напряжение на базе Q₁, подключенной к коллектору Q₂, падает ниже 0.6 В, что приводит к закрыванию Q₁, и уровень выходного напряжения становится высоким. Обратите внимание, что напряжение на базе Q₁ может достигать примерно –30 В относительно Q₂; для защиты перехода Q₁ от напряжения выше –1 В можно добавить ограничивающий диод D₃.

Материалы по теме

1. Datasheet Vishay 1N5231
2. Datasheet Fairchild BC549B

Перевод: AlexAAN по заказу РадиоЛоцман

Детектор нуля сетевого напряжения на оптроне

Иногда в разрабатываемых радиолюбительских конструкциях необходимо чётко детектировать момент перехода переменного напряжения, мер сетевого 230 В, через ноль. Это требуется для целей коммутации с минимальными помехами, в цифровых фазоимпульсных регуляторах и т. п.

Известны различные способы и схемы таких детекторов, но наиболее часто применяют детекторы с оптопарой с целью обеспечения гальванической развязки от сети 230 В. В одной из конструкций подогревателя плат, которая была разработана авторами, был применён такой детектор, который работал совместно с микроконтроллером, но что-то пошло не так. Чтобы разобраться в ситуации, были проведены лабораторные исследования и моде-лирование этого способа детектирования на нескольких схемах для выяснения длительности и формы импульса, влияния входного напряжения на длительность и точность привязки выходного импульса к переходу через «0» сетевого напряжения.

Рис. 1. Схема детектора

На рис. 1 приведена простая и часто применяемая схема детектора. Напряжение U1 было подано на один канал осциллографа, а U2 — на второй канал. Питание детектора напряжением 180. 250 В производилось от ЛАТРа через развязывающий трансформатор 230/230 В с целью обеспечения электробезопасности. При выборе сопротивления резистора R3 приходится идти на компромисс, с одной стороны, надо обеспечить достаточный ток через излучающий диод оптрона, а с другой — небольшое тепловыделение на нём. Для повышения электрической прочности резистор R3 следует составлять из двух или трёх последовательно соединённых. Для исследований были использованы оптроны PS2561-1 и 4N35, основные параметры которых приведены в табл. 1.

Максимальный ток через излучающий диод, I_Fмакс, мА

Падение напряжения на излучающем диоде, U_F, В

Коэффициент передачи тока, %

Напряжение насыщения U_нac (при I_F = 10 мА, I_К = 2 мА) U_кэ, В

Время нарастания тока в фототранзисторе t _on (I_К = 2 мА), мкс

Время спада тока в фототранзисторе t _off (I_К = 2 мА), мкс

Испытательное напряжения изоляции, кВ

Для предварительных расчётов параметров гасящего резистора R3 можно использовать выражения

где Uд — действующее напряжение сети; P_R3 — мощность, рассеиваемая на резисторе R3. При токе через излучающий диод 1 мА, 2 мА и 3 мА и различном напряжении сети расчётная мощность, рассеиваемая на резисторе R3, приведена в табл. 2.

P_R3 , Вт, при напряжении сети

Видно, что при мощности рассеивания более 0,4 Вт R3 желательно составлять из двух или трёх резисторов с допустимой мощностью рассеяния не менее 0,5 Вт.

Рис. 2. Графические результаты моделирования

Рис. 3. Графические результаты моделирования

Рис. 4. Осциллограммы работы устройства с оптроном PS2561

Графические результаты моделирования представлены на рис. 2 (R3 = 100 кОм) и рис. 3 (R3 = 200 кОм). Экспериментальные осциллограммы работы реального устройства с оптроном PS2561 приведены на рис. 4 (Uд = 220 В; R3 = 66 кОм; R4 = 4,7 кОм. Длительность импульса по уровню 0,5 τ_0,5 = 0,88 мс. При R4 = 2,2 кОм т_0,5 = 1,4 мс). C оптроном 4N35 выходной импульс получился шире — 1,82 мс, видимо, по причине меньшего значения коэффициента передачи тока. Если для уменьшения влияния помех установить резистор сопротивлением 1 МОм между базой и эмиттером фототранзистора (между выводами 4 и 6), то длительность импульса увеличивается.

С резистором R3 = 220 кОм полного открытия фототранзисторов не происходило при R4 = 2,2 кОм, даже при сетевом напряжении 240 В. Увеличение сопротивления резистора R4 приводило к уменьшению U_нас = 0,16. 0,24 В и длительности импульса до 1,24 мс (R4 = 9,6 кОм). А если ещё увеличить сопротивление резистора R4, насколько уменьшится длительность импульса? С R3 = 66 кОм, R4 = 51 кОм при сетевом напряжении 220 В т_0,5 = 0,565 мс, но при этом происходит сдвиг выходного импульса относительно нуля сетевого напряжения! Осциллограмма напряжений U₁ и U₂ для этого случая приведена на рис. 5.

Рис. 5. Осциллограмма напряжений

Полагаем, что при малых токах в выходном транзисторе начинает сказываться быстродействие оптрона. И этот момент надо учитывать при разработке конкретного детектора.

На длительность выходного импульса влияет и значение входного напряжения сети. Например, для R3 = 66 кОм, R4 = 2,2 кОм при изменении напряжения от 180 В до 250 В длительность выходного импульса изменяется от -11 % до +24 % относительно длительности при напряжении 220 В. При сопротивлении резистора R4 4,6 кОм или 9,6 кОм влияние изменения длительности импульса аналогично, но в пределах ошибки измерений. Делаем вывод, что наблюдается существенное влияние уровня входного напряжение на изменение длительности выходного импульса. Это надо учитывать при разработке и эксплуатации таких детекторов.

С уменьшением сопротивления гасящего резистора длительность выходного импульса уменьшается, но мощность рассеивания на нём растёт. В некоторых случаях такой, относительно широкий, импульс для синхронизации можно использовать с учётом вышеизложенных факторов влияния. Но было бы интересней получить импульс ещё короче.

Рис. 6. Схема детектора

Если взамен гасящего резистора применить стабилизатор тока, длительность выходного импульса можно существенно уменьшить. На рис. 6 показана схема детектора перехода сетевого напряжения через «0» со стабилизатором тока на транзисторах VT1, VT2. Для определения начала перехода стабилизатора тока в рабочий режим при приложении внешнего постоянного напряжения на «+» и «-» диодного моста с определённым шагом было подано постоянное напряжение от внешнего БП. Результаты измерений представлены на рис. 7. Ток — в микроамперах, напряжение — в вольтах, в подписях первое число — сопротивление резистора R3 в килоомах, второе — сопротивление резистора R4 в омах.

Рис. 7. Результаты измерений

С уменьшением сопротивления токоизмерительного резистора R4 переход в режим стабилизации тока происходит при большем напряжении, да и мощность рассеивания на высоковольтном транзисторе VT2 может оказаться слишком большой. С указанными транзисторами наиболее подходящим оказалось сопротивление резистора R4 = 240 Ом. Известна приблизительная формула расчёта тока стабилизации I_ст: R4 ≈ 0,6/I_ст, но для конкретных транзисторов надо бы проверить реальное значение R.

Предварительно было проведено моделирование с варьированием параметров с целью выяснить, что можно ожидать от такого детектора и каковы параметры импульсов на выходе оптрона. На рис. 8 показаны полученные расчётные формы напряжения при R3 = 100 кОм. Верхняя осциллограмма — U₁, средняя — напряжение на резисторе R4, нижняя — U₂. Осциллограммы напряжений в реальном детекторе, собранном по схеме на рис. 6, показаны на рис. 9 (Uд = 220 В, R3 = 66 кОм, R5 = 9,6 кОм).

Как видно, такое схемное решение позволяет сильно уменьшить длительность выходного импульса: при R3 = 66 кОм т_0,5 = 100 мкс (R5 = 2,2 кОм), т_0,5 = 73 мкс (R5 = 4,6 кОм), 56 мкс (R5 = 9,6 кОм). Если R3 = 100 кОм, что ожидаемо, длительность импульса немного увеличивается.

Отметим, как и в этом детекторе, на длительность выходного импульса влияет значение входного напряжения сети (рис. 10). При R3 = 100 кОм это влияние немного меньше. Но так как детектор генерирует достаточно короткий импульс, это влияние на работу конкретных конструкций будет, скорее всего, незначительным.

В схеме на рис. 6 сопротивление резистора R3 приходится выбирать достаточно большим, поэтому стабилизатор тока на транзисторах VT1, VT2 входит в режим стабилизации тока при относительно большом напряжении сети. При небольшом мгновенном напряжении сети (2. 3 В) ток в светодиоде оптрона мог бы уже быть достаточным, но втекающий ток в базу транзистора VT2 очень мал, и выходной импульс получается относительно широкий. Если в момент перехода через ноль продолжать обеспечивать необходимый ток базы транзистора VT2, стабилизатор тока войдёт в рабочий режим уже при более низком мгновенном напряжении сети. На рис. 11 представлена доработанная схема детектора. Стабилизатор напряжения на элементах R3, VD2, С1, R6 поддерживает базовый ток транзистора VT2, что даёт возможность «стартовать» стабилизатору тока при меньшем мгновенном напряжении сети, и это позволяет укоротить импульс, формируемый оптроном.

Рис. 11. Доработанная схема детектора

Это предположение тоже проверили моделированием. На рис. 12 при R3 = 200 кОм, R4 = 300 Ом, R5 = 2,2 кОм, R6 = 5,1 кОм показаны теоретические осциллограммы, полученные при моделировании этого детектора. Видно, что устройство не сразу входит в режим после появления сетевого напряжения. Это обстоятельство нужно иметь в виду, если при подаче сетевого напряжения сразу нужен импульс перехода через «0».

Рис. 13. Осциллограммы детектора

Реальные осциллограммы детектора напряжений U₁ и U₂ при Uд = 220 В, R3 = 100 кОм, R5 = 4,6 кОм показаны на рис. 13. Ёмкость конденсатора С1 была 10 мкФ. Ожидаемо длительность импульса ещё уменьшилась, однако начинает сказываться частотная характеристика оптрона. Выяснилось, что сопротивление резистора R3 можно увеличить до 320 кОм, и длительность выходного импульса при этом не увеличивается. Ёмкость конденсатора С1 должна быть не менее 5 мкФ, поскольку пульсации напряжения на этом конденсаторе могут быть слишком большими.

Следует отметить, что интервал входных напряжений этого детектора достаточно большой, например, при U_BX = 50 В т_0,5 = 214 мкс, при U_BX = 250 В т_0,5 = 29 мкс.

В зависимости от требуемых параметров детектора можно использовать разные варианты схем, но в простом варианте требуется подбор резисторов, поскольку разброс параметров оптрона, имеющегося в распоряжении разработчика радиолюбительской конструкции, может быть достаточно большой.

Если нужен более короткий импульс, предлагаем использовать детекторы, собранные по схемам на рис. 6 и рис. 11. Высоковольтные транзисторы сейчас доступны. Для разовых конструкций такие транзисторы можно найти, например, на платах электронных балластов КЛЛ. Необходимо только подобрать резистор R4 для перехода стабилизатора тока в рабочий режим с током 2. 3 мА при напряжении 2. 3 В.

Авторы: Г. Басов, г. Томск/Ставрополь, С. Исаков, г. Барнаул

Рекомендуем к данному материалу .

Детектор перехода через ноль с гальванической развязкой и без неё

Определение пересечения нуля без гальванической развязки

Если МК находится в корпусе, то можно очень просто определять пересечение нуля синусоидой благодаря наличию встроенных защитных диодов.

Они есть у всех распространенных микроконтроллерах, в том числе и STM32:

Как видите, нужно просто подключить сетевое напряжение через высокоомный резистор (лучше два). Таким образом при каждой положительной полуволне имеем импульс равный по длительности половине синусиоды.

Собирать тут почти нечего, просто подключаю сетевое напряжение через два резистора:

На осциле почти прямоугольные импульсы, как и при моделировании.

Теперь настроив внешнее прерывания на два фронта будем знать когда переменное напряжение пересекает ноль.

Можно ли вообще так делать? Этот способ советует Atmel, также видел такую же реализацию в конструкции встраиваемого регулятора на микроконтроллере Microchip.

AVR182: Zero Cross Detector

Простой цифровой регулятор мощности

Определение пересечения нуля с гальванической развязки

Такая схема широко используется во многих регуляторах и благодаря оптрону мы не имеем непосредственно проводной связи с высоким сетевым напряжением.

На выходе имеем короткие красные импульсы, ну а синяя синусоида отмасштабирована для наглядности.

Собираем простую схему на макетной плате:

Подключаем к сети и смотрим на осциллографе сигнал на выходе:

Так, так. Есть импульсы, а что там с временными промежутками? Между импульсами два квадрата, развертка стоит 5 мс/квадрат, то есть определение перехода через ноль работает правильно (не учитывая возможного сдвига).

Создание проекта

Файл, новый проект: File -> New Project

Выбираем нужный МК: STM32F103C8

Включаем отладчик: System Core -> SYS -> Debug: Serial Wire
Частоту тактирования (по умолчанию 8 МГц) не изменяем.

Нажимаем на любой удобный вывод (у меня это PB12 ) и выбираем GPIO_EXTI (External Interrupt), для удобства можно обозвать как AC_Zero ( ПКМ -> Enter user label) :

Настраиваем внешнее прерывание ( GPIO mode -> External Interrupt Mode with Rising edge trigger detection ), нам нужно заходить в него по падающему фронту (переход от низкого уровня к высокому) — для схемы с развязкой.
Для схемы без развязки выбираем по обоим фронтам ( GPIO mode -> External Interrupt Mode with Rising/Falling edge trigger detection ).

Любое название и для Keil :
Project Name: zero_crossing
Toolchain/IDE: MDK-ARM, Min Version: V5.27

Генерируем код и открываем проект: GENERATE CODE -> Open Project

Программирование

Создаем глобальную переменную:

/* USER CODE BEGIN PV */ uint8_t AC_Zero_Crossing = 0; /* USER CODE END PV */

Для гальванически неразвязанного просто добавляем обработчик, в которм переменная инвертируется (значение меняется на противоположенное (0->255->0->255. ) ) каждый раз при возникновении прерывания (при каждом переходе):

/* USER CODE BEGIN 4 */ void HAL_GPIO_EXTI_Callback(uint16_t GPIO_Pin) < if(GPIO_Pin == AC_Zero_Pin) < AC_Zero_Crossing = ~AC_Zero_Crossing; >> /* USER CODE END 4 */

Для развязанного с сетью в главном цикле, если на входе ноль присваиваем переменной ноль (задержка добавлена для отладки):

И функция, вызываемая при каждом импульсе по переднему фронту, в которой присваивается переменной 255:

/* USER CODE BEGIN 4 */ void HAL_GPIO_EXTI_Callback(uint16_t GPIO_Pin) < if(GPIO_Pin == AC_Zero_Pin) < AC_Zero_Crossing = 255; >> /* USER CODE END 4 */

Проверка

Первая схема

Теперь при каждом переходе через ноль синусиодального переменного напряжения возникает прерывание по переднему и заднему фронту, а в его обработчике инвертируется значение глобальной переменной AC_Zero_Crossing:

Вторая схема

Здесь при каждом импульсе (переход через ноль) в прерывании выставляется переменной AC_Zero_Crossing равным 255, а в главном цикле это значение сбрасывается в ноль, если на входе ноль с периодом 1 мс.

Отлично, очень похоже, сохраним результат в .csv и проверим временные промежутки между импульсами:

Зачем нужно?

Для реализации фазовой регулировки

ФИМ (по сути ШИМ привязанный во времени) нужно знать когда переменное напряжение пересекает ноль (например), чтобы от этой точки вести отсчет, т.к. период сигнала известен ( f = 50 Гц, T = 20 мс).

Для уменьшения ЭМ помех

Напряжение сети периодично меняется (на то оно и переменное), в амплитуде достигает U A = 230*√2 = 325 В, то есть включая нагрузку (да ту же лампу выключателем) мы можем попасть в такой временной промежуток, когда напряжение высоко. Но если знать когда напряжение сети почти нулевое, то мы можем включать потребитель вблизи нуля, тем самым предотвращая броски тока.

Готовое решение (детектор нуля и маломощный симистор в одном корпусе)

В любительских устройствах применяется редко, а зря, ведь такая штука упрощает схему, а значит и количество компонентов и дает полную развязку, при которой управление высоким сетевым напряжением происходит с помощью низкого напряжения МК.

Скачать

Видео

06.01.2021 16:01
29.01.2021 12:01

Детектор перехода через ноль с гальванической развязкой. Амплитудное значение напряжения после моста составит порядка 300 В. По закону Ома I = U / R, т.е I = 300 / 1000000 = 0.0003 А = 0.3 мА. Далеко не каждая оптопара отработает на таком токе

21.11.2021 01:20

Да ни какая оптопара на таком токе не сработает. Сработка светодиода оптопары в основном нормируется в пределах от 1-2 мА и до 20-50 мА . В том виде как описано и дано в видео ролике ничего работать не будет. Сам моделировал на нескольких оптопарах, пока не увидел «грабли» «закопанные» в проекте автором. На фото показаны шунтирующие конденсаторы. Судя по размеру, электролитический микрофарад на 5-10 и керамический (гаситель всплесков) нанофарад на 10-40. Они не указаны ни в симуляции ни на схеме, но на фото, однако, присутствуют. Схема работает динамически: пока напряжение в сети больше чем падение напряжения на светодиоде, идёт заряд конденсатора и напряжение на нём растет и соответственно подпитывает светодиод . Как только оно уменьшается ниже падения напряжения на светодиоде оптопары, т.е приближается к искомому нулю, заряд конденсатора сменяется его разрядом на внутреннее сопротивление светодиода и быстро обнуляется приводя к погасанию светодиода. Без этих конденсаторов схема практически бесполезна. Автору большой минус. Зачем специально вводить людей в заблуждение?Теперь вот пойду эксить с номиналами кондёров, а это дело в этой схеме тонкое как восток

21.11.2021 17:36

Этот мост выдрал когда-то вместе с этими конденсаторами, вот они там и остались.

Макет, который здесь использовался нашел и еще раз подключил без них:

Как видно на выходе в отсутствии сетевого напряжения высокий уровень 3.3В (к нему подтянут резистор), а при включении вилки в сеть получается нормальный для оцифровывания сигнал, который хорошо хавал МК.

Что у вас на выходе получается? Попробуйте поиграться с резистором в диапазоне 47к-100к.