Как правильно подключать igbt и mosfet транзисторы

Управление мощной нагрузкой

На практике часто возникает необходимость управлять при помощи цифровой схемы (например, микроконтроллера) каким-то мощным электрическим прибором. Это может быть мощный светодиод, потребляющий большой ток, или прибор, питающийся от электрической сети. Рассмотрим типовые решения этой задачи.

Виды управления

Будем считать, что нам нужно только включать или выключать нагрузку с низкой частотой. Части схем, решающие эту задачу, называют ключами. ШИМ-регуляторы, диммеры и прочее рассматривать не будем (почти).

Условно можно выделить 3 группы методов:

1. Управление нагрузкой постоянного тока.
   • Транзисторный ключ на биполярном транзисторе.
   • Транзисторный ключ на МОП-транзисторе (MOSFET).
   • Транзисторный ключ на IGBT.
2. Управление нагрузкой переменного тока.
   • Тиристорный ключ.
   • Симисторный ключ.
3. Универсальный метод.
   • Реле.

Выбор способа управления зависит как от типа нагрузки, так и от вида применяемой цифровой логики. Если схема построена на ТТЛ-микросхемах, то следует помнить, что они управляются током, в отличие от КМОП, где управление осуществляется напряжением. Иногда это важно.

Ключ на биполярном транзисторе

Простейший ключ

Простейший ключ на биполярном транзисторе проводимости n-p-n выглядит следующим образом.

Вход слева подключается к цифровой схеме. Если у нас цифровая схема построена на основе КМОП-логики с двухтактным («push-pull») выходом, то логическая «1» фактически означает подключение этого входа к питанию, а логический «0» — к земле.

Таким образом, при подаче «1» на вход нашей схемы ток от источника питания потечёт через резистор R1, базу и эмиттер на землю. При этом транзистор откроется (если, конечно, ток достаточно большой), и ток сможет идти через переход коллектор — эмиттер, а значит и через нагрузку.

Резистор R1 играет важную роль — он ограничивает ток через переход база — эмиттер. Если бы его не было, ток не был бы ничем ограничен и просто испортил бы управляющую микросхему (ведь именно она связывает линию питания с транзистором).

Максимальный ток через один выход микроконтроллера обычно ограничен значением около 25 мА (для STM32). В интернете можно встретить утверждения, что микроконтроллеры AVR выдерживают ток в 200 мА, но это относится ко всем выводам в сумме. Предельное допустимое значение тока на один вывод примерно такое же — 20-40 мА.

Это, кстати, означает, что подключать светодиоды напрямую к выводам нельзя. Без токоограничивающих резисторов, микросхема просто сгорит, а с ними светодиодам не будет хватать тока, чтобы светить ярко.

Обратите внимание, что нагрузка (LOAD) подключена к коллектору, то есть «сверху». Если подключить её «снизу», у нас возникнет несколько проблем.

Допустим, мы хотим при помощи 5 В (типичное значение для цифровых схем) управлять нагрузкой в 12 В. Это значит, что на базе мы можем получить максимум 5 В. А с учётом падения напряжения на переходе база — эмиттер, на эмиттере будет напряжение ещё меньше. Если падение напряжения на переходе равно 0,7 В,то получаем, что на нагрузку остаётся только 4,3 В, чего явно недостаточно. Если это, например, реле, оно просто не сработает. Напряжение не может быть выше, иначе тока через базу вообще не будет. Наличие падения напряжения на нагрузке также приведёт к уменьшению тока через базу.

Для расчёта сопротивления R1 нужно вспомнить соотношение для упрощённой модели транзистора:

Коэффициент \(\beta\) — это коэффициент усиления по току. Его ещё обозначают \(h_\) или \(h_\). У разных транзисторов он разный.

Зная мощность нагрузки \(P\) и напряжение питания \(V\), можно найти ток коллектора, а из него и ток базы:

По закону Ома получаем:

Коэффициент \(\beta\) не фиксированная величина, он может меняться даже для одного транзистора в зависимости от режима работы, поэтому лучше брать значение тока базы при расчёте чуть больше, чтобы был запас по току коллектора. Главное помнить, что ток базы не должен превышать предельно допустимое для микросхемы.

Также важно при выборе модели транзистора помнить о предельном токе коллектора и напряжении коллектор — эмиттер.

Ниже как пример приведены характеристики некоторых популярных транзисторов с проводимостью n-p-n.

Модель	\(\beta\)	\(\max\ I_\)	\(\max\ V_\)
КТ315Г	50…350	100 мА	35 В
КТ3102Е	400…1000	100 мА	50 В
MJE13002	25…40	1,5 А	600 В
2SC4242	10	7 А	400 В

Модели выбраны случайно, просто это транзисторы, которые легко найти или откуда-то выпаять. Для ключа в рассматриваемой схеме, конечно, можно использовать любой n-p-n-транзистор, подходящий по параметрам и цене.

Доработка схемы

Если вход схемы подключен к push-pull выходу, то особой доработки не требуется. Рассмотрим случай, когда вход — это просто выключатель, который либо подтягивает базу к питанию, либо оставляет её «висеть в воздухе». Тогда для надёжного закрытия транзистора нужно добавить ещё один резистор, выравнивающий напряжение между базой и эмиттером.

Кроме того, нужно помнить, что если нагрузка индуктивная, то обязательно нужен защитный диод. Дело в том, что энергия, запасённая магнитным полем, не даёт мгновенно уменьшить ток до нуля при отключении ключа. А значит, на контактах нагрузки возникнет напряжение обратной полярности, которое легко может нарушить работу схемы или даже повредить её.

Совет касательно защитного диода универсальный и в равной степени относится и к другим видам ключей.

Если нагрузка резистивная, то диод не нужен.

В итоге усовершенствованная схема принимает следующий вид.

Резистор R2 обычно берут с сопротивлением, в 10 раз большим, чем сопротивление R1, чтобы образованный этими резисторами делитель не понижал слишком сильно напряжение между базой и эмиттером.

Для нагрузки в виде реле можно добавить ещё несколько усовершенствований. Оно обычно кратковременно потребляет большой ток только в момент переключения, когда тратится энергия на замыкание контакта. В остальное время ток через него можно (и нужно) ограничить резистором, так как удержание контакта требует меньше энергии.

Для этого можно применить схему, приведённую ниже.

В момент включения реле, пока конденсатор C1 не заряжен, через него идёт основной ток. Когда конденсатор зарядится (а к этому моменту реле перейдёт в режим удержания контакта), ток будет идти через резистор R2. Через него же будет разряжаться конденсатор после отключения реле.

Ёмкость C1 зависит от времени переключения реле. Можно взять, например, 10 мкФ.

С другой стороны, ёмкость будет ограничивать частоту переключения реле, хоть и на незначительную для практических целей величину.

Пример расчёта простой схемы

Пусть, например, требуется включать и выключать светодиод с помощью микроконтроллера. Тогда схема управления будет выглядеть следующим образом.

Пусть напряжение питания равно 5 В.

Характеристики (рабочий ток и падение напряжения) типичных светодиодов диаметром 5 мм можно приблизительно оценить по таблице.

Цвет	\(I_\)	\(V_\)
Красный	20 мА	1,9 В
Зеленый	20 мА	2,3 В
Желтый	20 мА	2,1 В
Синий (яркий)	75 мА	3,6 В
Белый (яркий)	75 мА	3,6 В

Пусть используется белый светодиод. В качестве транзисторного ключа используем КТ315Г — он подходит по максимальному току (100 мА) и напряжению (35 В). Будем считать, что его коэффициент передачи тока равен \(\beta = 50\) (наименьшее значение).

Итак, если падение напряжения на диоде равно \(V_ = 36\,\textrm\), а напряжение насыщения транзистора \(V_ = 04\,\textrm\) то напряжение на резисторе R2 будет равно \(V_ = 50 — 36 — 04 = 1\,\textrm\). Для рабочего тока светодиода \(I_ = 0075\,\textrm\) получаем

Значение сопротивление было округлено, чтобы попасть в ряд E12.

Для тока \(I_ = 0075\,\textrm\) управляющий ток должен быть в \(\beta = 50\) раз меньше:

Падение напряжения на переходе эмиттер — база примем равным \(V_ = 07\,\textrm\).

Сопротивление округлялось в меньшую сторону, чтобы обеспечить запас по току.

Таким образом, мы нашли значения сопротивлений R1 и R2.

Транзистор Дарлингтона

Если нагрузка очень мощная, то ток через неё может достигать нескольких ампер. Для мощных транзисторов коэффициент \(\beta\) может быть недостаточным. (Тем более, как видно из таблицы, для мощных транзисторов он и так невелик.)

В этом случае можно применять каскад из двух транзисторов. Первый транзистор управляет током, который открывает второй транзистор. Такая схема включения называется схемой Дарлингтона.

В этой схеме коэффициенты \(\beta\) двух транзисторов умножаются, что позволяет получить очень большой коэффициент передачи тока.

Для повышения скорости выключения транзисторов можно у каждого соединить эмиттер и базу резистором.

Сопротивления должны быть достаточно большими, чтобы не влиять на ток база — эмиттер. Типичные значения — 5…10 кОм для напряжений 5…12 В.

Выпускаются транзисторы Дарлингтона в виде отдельного прибора. Примеры таких транзисторов приведены в таблице.

Модель	\(\beta\)	\(\max\ I_\)	\(\max\ V_\)
КТ829В	750	8 А	60 В
BDX54C	750	8 А	100 В

В остальном работа ключа остаётся такой же.

Ключ на полевом транзисторе

Простейший ключ

В дальнейшем полевым транзистором мы будет называть конкретно MOSFET, то есть полевые транзисторы с изолированным затвором (они же МОП, они же МДП). Они удобны тем, что управляются исключительно напряжением: если напряжение на затворе больше порогового, то транзистор открывается. При этом управляющий ток через транзистор пока он открыт или закрыт не течёт. Это значительное преимущество перед биполярными транзисторами, у которых ток течёт всё время, пока открыт транзистор.

Также в дальнейшем мы будем использовать только n-канальные MOSFET (даже для двухтактных схем). Это связано с тем, что n-канальные транзисторы дешевле и имеют лучшие характеристики.

Простейшая схема ключа на MOSFET приведена ниже.

Опять же, нагрузка подключена «сверху», к стоку. Если подключить её «снизу», то схема не будет работать. Дело в том, что транзистор открывается, если напряжение между затвором и истоком превышает пороговое. При подключении «снизу» нагрузка будет давать дополнительное падение напряжения, и транзистор может не открыться или открыться не полностью.

Несмотря на то, что MOSFET управляется только напряжением и ток через затвор не идёт, затвор образует с подложкой паразитный конденсатор. Когда транзистор открывается или закрывается, этот конденсатор заряжается или разряжается через вход ключевой схемы. И если этот вход подключен к push-pull выходу микросхемы, через неё потечёт довольно большой ток, который может вывести её из строя.

При управлении типа push-pull схема разряда конденсатора образует, фактически, RC-цепочку, в которой максимальный ток разряда будет равен

где \(V\) — напряжение, которым управляется транзистор.

Таким образом, достаточно будет поставить резистор на 100 Ом, чтобы ограничить ток заряда — разряда до 10 мА. Но чем больше сопротивление резистора, тем медленнее он будет открываться и закрываться, так как постоянная времени \(\tau = RC\) увеличится. Это важно, если транзистор часто переключается. Например, в ШИМ-регуляторе.

Основные параметры, на которые следует обращать внимание — это пороговое напряжение \(V_\), максимальный ток через сток \(I_D\) и сопротивление сток — исток \(R_\) у открытого транзистора.

Ниже приведена таблица с примерами характеристик МОП-транзисторов.

Модель	\(V_	\)	\(\max\ I_D\)	\(\max\ R_\)
2N7000	3 В	200 мА	5 Ом
IRFZ44N	4 В	35 А	0,0175 Ом
IRF630	4 В	9 А	0,4 Ом
IRL2505	2 В	74 А	0,008 Ом

Для \(V_\) приведены максимальные значения. Дело в том, что у разных транзисторов даже из одной партии этот параметр может сильно отличаться. Но если максимальное значение равно, скажем, 3 В, то этот транзистор гарантированно можно использовать в цифровых схемах с напряжением питания 3,3 В или 5 В.

Сопротивление сток — исток у приведённых моделей транзисторов достаточно маленькое, но следует помнить, что при больших напряжениях управляемой нагрузки даже оно может привести к выделению значительной мощности в виде тепла.

Схема ускоренного включения

Как уже было сказано, если напряжение на затворе относительно истока превышает пороговое напряжение, то транзистор открывается и сопротивление сток — исток мало. Однако, напряжение при включении не может резко скакнуть до порогового. А при меньших значениях транзистор работает как сопротивление, рассеивая тепло. Если нагрузку приходится включать часто (например, в ШИМ-контроллере), то желательно как можно быстрее переводить транзистор из закрытого состояния в открытое и обратно.

Относительная медленность переключения транзистора связана опять же с паразитной ёмкостью затвора. Чтобы паразитный конденсатор зарядился как можно быстрее, нужно направить в него как можно больший ток. А так как у микроконтроллера есть ограничение на максимальный ток выходов, то направить этот ток можно с помощью вспомогательного биполярного транзистора.

Кроме заряда, паразитный конденсатор нужно ещё и разряжать. Поэтому оптимальной представляется двухтактная схема на комплементарных биполярных транзисторах (можно взять, например, КТ3102 и КТ3107).

Ещё раз обратите внимание на расположение нагрузки для n-канального транзистора — она расположена «сверху». Если расположить её между транзистором и землёй, из-за падения напряжения на нагрузке напряжение затвор — исток может оказаться меньше порогового, транзистор откроется не полностью и может перегреться и выйти из строя.

Драйвер полевого транзистора

Если всё же требуется подключать нагрузку к n-канальному транзистору между стоком и землёй, то решение есть. Можно использовать готовую микросхему — драйвер верхнего плеча. Верхнего — потому что транзистор сверху.

Выпускаются и драйверы сразу верхнего и нижнего плеч (например, IR2151) для построения двухтактной схемы, но для простого включения нагрузки это не требуется. Это нужно, если нагрузку нельзя оставлять «висеть в воздухе», а требуется обязательно подтягивать к земле.

Рассмотрим схему драйвера верхнего плеча на примере IR2117.

Схема не сильно сложная, а использование драйвера позволяет наиболее эффективно использовать транзистор.

IGBT

Ещё один интересный класс полупроводниковых приборов, которые можно использовать в качестве ключа — это биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT).

Они сочетают в себе преимущества как МОП-, так и биполярных транзисторов: управляются напряжением, имеют большие значения предельно допустимых напряжений и токов.

Управлять ключом на IGBT можно так же, как и ключом на MOSFET. Из-за того, что IGBT применяются больше в силовой электронике, они обычно используются вместе с драйверами.

Например, согласно даташиту, IR2117 можно использовать для управления IGBT.

Пример IGBT — IRG4BC30F.

Управление нагрузкой переменного тока

Все предыдущие схемы отличало то, что нагрузка хоть и была мощной, но работала от постоянного тока. В схемах была чётко выраженные земля и линия питания (или две линии — для контроллера и нагрузки).

Для цепей переменного тока нужно использовать другие подходы. Самые распространённые — это использование тиристоров, симисторов и реле. Реле рассмотрим чуть позже, а пока поговорим о первых двух.

Тиристоры и симисторы

Тиристор — это полупроводниковый прибор, который может находится в двух состояниях:

• открытом — пропускает ток, но только в одном направлении,
• закрытом — не пропускает ток.

Так как тиристор пропускает ток только в одном направлении, для включения и выключения нагрузки он подходит не очень хорошо. Половину времени на каждый период переменного тока прибор простаивает. Тем не менее, тиристор можно использовать в диммере. Там он может применяться для управления мощностью, отсекая от волны питания кусочек требуемой мощности.

Симистор — это, фактически двунаправленный тиристор. А значит он позволяет пропускать не полуволны, а полную волну напряжения питания нагрузки.

Открыть симистор (или тиристор) можно двумя способами:

• подать (хотя бы кратковременно) отпирающий ток на управляющий электрод;
• подать достаточно высокое напряжение на его «рабочие» электроды.

Второй способ нам не подходит, так как напряжение питания у нас будет постоянной амплитуды.

После того, как симистор открылся, его можно закрыть поменяв полярность или снизив ток через него то величины, меньшей чем так называемый ток удержания. Но так как питание организовано переменным током, это автоматически произойдёт по окончании полупериода.

При выборе симистора важно учесть величину тока удержания (\(I_H\)). Если взять мощный симистор с большим током удержания, ток через нагрузку может оказаться слишком маленьким, и симистор просто не откроется.

Симисторный ключ

Для гальванической развязки цепей управления и питания лучше использовать оптопару или специальный симисторный драйвер. Например, MOC3023M или MOC3052.

Эти оптопары состоят из инфракрасного светодиода и фотосимистора. Этот фотосимистор можно использовать для управления мощным симисторным ключом.

В MOC3052 падение напряжения на светодиоде равно 3 В, а ток — 60 мА, поэтому при подключении к микроконтроллеру, возможно, придётся использовать дополнительный транзисторный ключ.

Встроенный симистор же рассчитан на напряжение до 600 В и ток до 1 А. Этого достаточно для управления мощными бытовыми приборами через второй силовой симистор.

Рассмотрим схему управления резистивной нагрузкой (например, лампой накаливания).

Таким образом, эта оптопара выступает в роли драйвера симистора.

Существуют и драйверы с детектором нуля — например, MOC3061. Они переключаются только в начале периода, что снижает помехи в электросети.

Резисторы R1 и R2 рассчитываются как обычно. Сопротивление же резистора R3 определяется исходя из пикового напряжения в сети питания и отпирающего тока силового симистора. Если взять слишком большое — симистор не откроется, слишком маленькое — ток будет течь напрасно. Резистор может потребоваться мощный.

Нелишним будет напомнить, что 230 В в электросети (текущий стандарт для России, Украины и многих других стран) — это значение действующего напряжения. Пиковое напряжение равно \(\sqrt2 \cdot 230 \approx 325\,\textrm\).

Управление индуктивной нагрузкой

При управлении индуктивной нагрузкой, такой как электродвигатель, или при наличии помех в сети напряжение может стать достаточно большим, чтобы симистор самопроизвольно открылся. Для борьбы с этим явлением в схему необходимо добавить снаббер — это сглаживающий конденсатор и резистор параллельно симистору.

Снаббер не сильно улучшает ситуацию с выбросами, но с ним лучше, чем без него.

Керамический конденсатор должен быть рассчитан на напряжение, большее пикового в сети питания. Ещё раз вспомним, что для 230 В — это 325 В. Лучше брать с запасом.

Типичные значения: \(C_1 = 001\,\textrm\), \(R_4 = 33\,\textrm\).

Есть также модели симисторов, которым не требуется снаббер. Например, BTA06-600C.

Примеры симисторов

Примеры симисторов приведены в таблице ниже. Здесь \(I_H\) — ток удержания, \(\max\ I_\) — максимальный ток, \(\max\ V_\) — максимальное напряжение, \(I_\) — отпирающий ток.

Модель	\(I_H\)	\(\max\ I_\)	\(\max\ V_\)	\(I_\)
BT134-600D	10 мА	4 А	600 В	5 мА
MAC97A8	10 мА	0,6 А	600 В	5 мА
Z0607	5 мА	0,8 А	600 В	5 мА
BTA06-600C	25 мА	6 А	600 В	50 мА

Реле

С точки зрения микроконтроллера, реле само является мощной нагрузкой, причём индуктивной. Поэтому для включения или выключения реле нужно использовать, например, транзисторный ключ. Схема подключения и также улучшение этой схемы было рассмотрено ранее.

Реле подкупают своей простотой и эффективностью. Например, реле HLS8-22F-5VDC — управляется напряжением 5 В и способно коммутировать нагрузку, потребляющую ток до 15 А.

Главное преимущество реле — простота использования — омрачается несколькими недостатками:

• это механический прибор и контакты могу загрязниться или даже привариться друг к другу,
• меньшая скорость переключения,
• сравнительно большие токи для переключения,
• контакты щёлкают.

Часть этих недостатков устранена в так называемых твердотельных реле. Это, фактически, полупроводниковые приборы с гальванической развязкой, содержащие внутри полноценную схему мощного ключа.

Заключение

Таким образом, в арсенале у нас достаточно способов управления нагрузкой, чтобы решить практически любую задачу, которая может возникнуть перед радиолюбителем.

Полезные источники

1. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. Том 1. — М.: Мир, 1993.
2. Управление мощной нагрузкой переменного тока
3. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 1
4. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 2
5. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 3
6. Щелкаем реле правильно: коммутация мощных нагрузок
7. Управление мощной нагрузкой переменного тока
8. Управление MOSFET-ами #1
9. Современные высоковольтные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов
10. Ключ на плечо! – особенности применения высоковольтных драйверов производства IR

Редактор схем

Все схемы нарисованы в KiCAD. В последнее время для своих проектов использую именно его, очень удобно, рекомендую. С его помощью можно не только чертить схемы, но и проектировать печатные платы.

MOSFET или IGBT?

Сначала рассмотрим различия в целом. В настоящий момент все производители инверторов (ММА) выпускаются по двум полупроводниковым технологиям IGBT и MOSFET. Не буду вдаваться в подробности, скажу только то, что в схемотехнике этих аппаратов используются разные полупроводниковые транзисторы IGBT и MOSFET. Основое различие между этими транзисторами — различный ток коммутации. Большим током обладают транзисторы IGBT.

Для изготовления стандартного инвертора понадобится 2–4 IGBT транзистора (в зависимости от рабочего цикла), a MOSFET — 10–12, т. к. они не могут пропускать через себя большие токи, поэтому их приходится делить на такое большое количество транзисторов. Вот собственно в чем и отличие.

Тонкость в том, что транзисторы очень сильно греются и их необходимо установить на мощные алюминиевые радиаторы. Чем больше радиатор, тем больше съем тепла с него, а, следовательно, его охлаждающая способность. Чем больше транзисторов, тем больше радиаторов охлаждения необходимо установить, следовательно, увеличиваются габариты, вес и т. д. MOSFET здесь однозначно проигрывает.

На практике схемотехника MOSFET не позволяет создать аппарат на одной плате: т.е аппараты, которые сейчас есть в продаже, собраны в основном на трех платах. IGBT аппараты всегда идут на одной плате.

Основные недостатки MOSFET

• соединение трех плат;
• худший теплообмен;
• каскадный выход транзисторов из строя при неисправности одного транзистора;
• меньший КПД (относительно IGBT).

Проще говоря, IGBT более современная технология, чем MOSFET.

Недостатки MOSFET

Что лучше MOSFET или IGBT?

Некоторые компании идут в ногу со временем и при производстве сварочных инверторов используют IGBT транзисторы американской фирмы «Fairchaild», частота переключения которых составляет 50 кГц, т. е. 50000 раз в секунду. IGBT технологию выбрали неспроста, ведь рабочий диапазон температур у них с сохранением параметров гораздо больше, чем у MOSFET, т. е. при нагреве у MOSFETa падают качественные характеристики.

В конструкции САИ (Ресанта) используется одна маленькая плата, которая устанавливается вертикально, а также 4 IGBT транзистора (работают обособленно друг от друга, т. е. не выгорают все, если выгорел один как у MOSFET) и 6 диодов-выпрямителей (а не 12 как у MOSFET), соответственно отказоустойчивость ниже. Это ещё один «плюс» IGBT.

Можно напомнить покупателю о том, что в современных сварочных инверторов используется только 4 обособленных транзистора, а не 12 каскаднозависимых как у MOSFET. Всякое в жизни бывает, но, чтобы не произошло в случае выхода из строя одного транзистора (если не гарантийный случай), замена покупателю обойдется где-то в районе 400 р., а не 12×110 р. = 1320 р. Думаю, что разница приличная.

Как отличить: Визуально аппараты IGBT в большинстве своём отличаются от MOSFET вертикальным расположением силовых разъёмов, т. к. плата одна и обычно устанавливается вертикально. У MOSFET аппаратов выходы обычно расположены горизонтально, т. к. платы в конструкции горизонтально закреплены. Нельзя точно утверждать, что это верно на 100%. Точнее можно сказать, сняв кожух с аппарата.

Многие компании пытаются «выиграть баллы» на транзисторах. Так, например, компания «Aiken» в настоящий момент выпустила на рынок аппараты (по технологии MOSFET) с наклейками на боковых панелях «Используются транзисторы TOSHIBA» а также «Используются транзисторы Mitsubishi». Пытаются выползти на громких и знакомых брендах. На практике это не подтвердилось. Так на крупнейшей Международной инструментальной выставке России Moscow International Tool Expo (MITEX-2011), которая проходила в ноябре 2011г. в «Экспоцентре» (г. Москва), я попросил представителей стенда данной компании разобрать их САИ с наклейкой «Используются транзисторы Mitsubishi» и продемонстрировать данные транзисторы. В итоге сварочные инверторы разобрали, но данных транзисторов не обнаружили. Сами сотрудники компании «Aiken» были в шоке, обнаружив безымянные транзисторы.

Arduino и MOSFET транзистор

Полевой транзистор, он же мосфет (MOSFET) – электронный компонент, позволяющий при помощи небольшого напряжения и тока (с пина микроконтроллера) управлять мощной нагрузкой постоянного то ка, которую пин МК сам питать не в состоянии: моторы, клапаны, мощные светодиоды и так далее. Более подробно про мосфеты написано в уроке по управлению нагрузкой. В уроке идёт мосфет IRF740, N-канального типа.

Подключение (N-канальный)

Управляющий пин мосфета (затвор) подключается к любому цифровому пину МК через токоограничивающий резистор на 100-200 Ом (в наборе идут резисторы 220 ом), что защитит пин от слишком большого тока. Также он подтягивается к GND резистором на 10 кОм, чтобы транзистор автоматически закрылся при отсутствии сигнала с МК. “Плюс” источника питания подключается напрямую к нагрузке, GND соединяется с GND микроконтроллера. GND нагрузки подключается на выход (сток) мосфета:

Рассмотрим возможное подключение мотора из PRO версии набора, питание от внешнего 5V адаптера:

Во время коммутации индуктивной нагрузки (моторы, электромагниты, соленоиды и прочие “катушки”) происходит выброс напряжения, который может повредить транзистор. Для защиты от него мы поставили диод (есть в наборе) параллельно мотору, диод примет весь удар на себя.

Примеры

Для управления транзистором достаточно подать с пина сигнал:

• HIGH (открыть транзистор, включить нагрузку)
• LOW (закрыть транзистор, выключить нагрузку)
• ШИМ сигнал для плавного управления мощностью на нагрузке

Обычный “блинк”, но через транзистор. Нагрузка будет включаться и выключаться

#define MOS_PIN 3 void setup() < // пин реле как выход pinMode(MOS_PIN, OUTPUT); >void loop() < // "мигаем" digitalWrite(MOS_PIN, HIGH); delay(1000); digitalWrite(MOS_PIN, LOW); delay(1000); >

Домашнее задание

• Изучить урок по светодиодам и попробовать примеры из него на мосфете

Связанные уроки

• Управление мощной нагрузкой
• Цифровые пины
• ШИМ сигнал

Особенности применения драйверов MOSFET и IGBT Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Колпаков Андрей

Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными элементами, применяемыми в мощных импульсных преобразователях. Их уникальные статические и динамические характеристики позволяют создавать устройства, способные отдать в нагрузку десятки и даже сотни киловатт при минимальных габаритах и КПД, превышающем 95 %.

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Похожие темы научных работ по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям , автор научной работы — Колпаков Андрей

Характеристики и особенности применения драйверов MOSFET и IGBT
Схемотехнические способы борьбы с защелкиванием в каскадах с IGBT транзисторами
Современные микросхемы Infineon и Shindengen для импульсных источников питания
Защитные функции драйверов SEMIKRON
MiniSKiiP IPM — инструкция по эксплуатации
i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.
i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Текст научной работы на тему «Особенности применения драйверов MOSFET и IGBT»

Особенности применения драйверов MOSFET и IGBT

Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными элементами, применяемыми в мощных импульсных преобразователях. Их уникальные статические и динамические характеристики позволяют создавать устройства, способные отдать в нагрузку десятки и даже сотни киловатт при минимальных габаритах и КПД, превышающем 95 %.

Общим у IGBT и MOSFET является изолированный затвор, в результате чего эти элементы имеют схожие характеристики управления. Благодаря отрицательному температурному коэффициенту тока короткого замыкания появилась возможность создавать транзисторы, устойчивые к короткому замыканию. Сейчас транзисторы с нормированным временем перегрузки по току выпускаются практически всеми ведущими фирмами.

Отсутствие тока управления в статических режимах позволяет отказаться от схем управления на дискретных элементах и создать интегральные схемы управления — драйверы. В настоящее время ряд фирм, таких как International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, выпускает широкую гамму устройств, управляющих одиночными транзисторами, полумостами и мостами — двух- и трехфазными. Кроме обеспечения тока затвора, они способны выполнять и ряд вспомогательных функций, таких как защита от перегрузки по току и короткого замыкания (Overcurrent Protection, Short Circuit Protection) и падения напряжения управления (Under Voltage LockOut — UVLO). Для ключевых элементов с уп-

равляющим затвором падение напряжения управления является опасным состоянием. При этом транзистор может перейти в линейный режим и выйти из строя из-за перегрева кристалла.

Пользователям бывает нелегко разобраться в широкой гамме микросхем, выпускаемых сейчас для использования в силовых схемах, несмотря на схожесть их основных характеристик. В данной статье рассматриваются особенности использования наиболее популярных драйверов, выпускаемых различными фирмами.

Режимы короткого замыкания

Основной вспомогательной функцией драйверов является защита от перегрузки по току. Для лучшего понимания работы схемы защиты необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме короткого замыкания (или КЗ — привычная для разработчиков аббревиатура).

Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на корпус или замыкание нагрузки.

Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых шин и др.

при коротком замыкании в цепи нагрузки

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 а и 2. Все графики получены при анализе схем с помощью программы PSpice. Для анализа были использованы усовершенствованные модели транзисторов MOSFET фирмы International Rectifier и макромодели IGBT и драйверов, разработанные автором статьи.

Максимальный ток в цепи коллектора транзистора ограничен напряжением на затворе и крутизной транзистора. Из-за наличия емкости в цепи питания внутреннее сопротивление источника питания не влияет на ток КЗ. В момент включения ток в транзисторе нарастает плавно из-за паразитной индуктивности LS в цепи коллектора (средний график на рис. 2). По этой же причине напряжение имеет провал (нижний график). После окончания переходного процесса к транзистору приложено полное напряжение питания, что приводит к рассеянию огромной

мощности в кристалле. Режим КЗ необходимо прервать через некоторое время, необходимое для исключения ложного срабатывания. Это время обычно составляет 1-10 мкс. Естественно, что транзистор должен выдерживать перегрузку в течение этого времени.

Короткое замыкание нагрузки

у включенного транзистора

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 б и 3. Как видно из графиков, процессы в этом случае происходят несколько иначе. Ток, как и в предыдущем случае, ограниченный параметрами транзистора, нарастает со скоростью, определяемой паразитной индуктивностью Ls (средний график на рис. 3). Прежде чем ток достигнет установившегося значения, начинается рост напряжения Vce (нижний график). Напряжение на затворе возрастает за счет эффекта Миллера (верхний график). Соответственно возрастает и ток коллектора, который может превысить установившееся значение. В этом режиме кроме отключения транзистора необходимо предусмотреть и ограничение напряжения на затворе.

Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. Транзисторы IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило, транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ, имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.

Допустимый ток КЗ у IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он равен 10-кратному номинальному току при допустимых напряжениях на затворе. Ведущие фирмы, такие как International Rectifier, Siemens, Fuji, выпускают транзисторы, выдерживающие без повреждения подобные перегрузки. Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration, а допустимое время перегрузки — tsc — Short Circuit Withstand Time.

Быстрая реакция схемы защиты вообще полезна для большинства применений. Использование таких схем в сочетании с высокоэконо-

мичными IGBT повышают эффективность работы схемы без снижения надежности.

Применение драйверов для защиты от перегрузок

Рассмотрим методы отключения транзисторов в режиме перегрузки на примере драйверов производства фирм International Rectifier, Motorola и Hewlett-Packard, так как эти микросхемы позволяют реализовать функции защиты наиболее полно.

Драйвер верхнего плеча

На рис. 4 приведена структурная схема, а на рис. 5 — типовая схема подключения драйвера IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 — CS. Напряжение срабатывания защиты — 230 мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE, номинал которого и делителя R1, R4 определяют ток защиты.

Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить напряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу ERR, определяет время анализа состояния перегрузки. При С1 = 300 пФ время анализа составляет около 10 мкс (это время заряда конденсатора до напряжения 1,8 В — порогового напряжения компаратора схемы ERROR TIMING драйвера). На это время включается схема стабилизации тока коллектора, и напряжение на затворе снижается. Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10 мкс транзистор отключается полностью.

Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать триггерную схему защиты. При ее использовании особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени может быть определена по графику теплового импеданса Zthjc для одиночных импульсов.

Описанный способ включения транзистора имеет свои недостатки. Резистор RSENSE должен быть достаточно мощным и иметь сверхма-

Рис. 4. Структура драйвера IR2125

Рис. 5. Схема включения IR2125

лую индуктивность. Серийно выпускаемые витые мощные резисторы обычно имеют недопустимо высокую паразитную индуктивность. Специально для прецизионного измерения импульсных токов фирма CADDOCK выпускает резисторы в корпусах Т0-220 и ТО-247. Кроме того, измерительный резистор создает дополнительные потери мощности, что снижает эффективность схемы. На рис. 6 приведена схема, свободная от указанных недостатков. В ней для анализа ситуации перегрузки используется зависимость напряжения насыщения от тока коллектора. Для MOSFET транзисторов эта зависимость практически линейна, так как сопротивление открытого канала мало зависит от тока стока. У IGBT график Von = f(Ic) нелинеен, однако точность его вполне достаточна для выбора напряжения, соответствующего току требуемому защиты.

Для анализа состояния перегрузки по напряжению насыщения измерительный резистор не требуется. При подаче положительного управляющего сигнала на затвор на входе защиты драйвера SC появляется напряжение, определяемое суммой падения напряжения на открытом диоде VD2 и на открытом силовом транзисторе Q1 и делителем R1, R4, который задает ток срабатывания. Падение напряжения на диоде практически неизменно и составляет около 0,5 В. Напряжение открытого транзистора при выбранном токе короткого замыкания определяется из графика Von = f(Ic). Диод VD4, как и VD1, должен быть быстродействующим и высоковольтным.

Кроме защиты от перегрузки по току драйвер анализирует напряжение питания входной части VCC и выходного каскада VB, отключая транзистор при падении VB ниже 9 В, что необходимо для предотвращения линейного режима работы транзистора. Такая ситуация может

Рис. 7. Схема включения IR2130

возникнуть как при повреждении низковольтного источника питания, так и при неправильном выборе емкости С2. Величина последней должна вычисляться исходя из значений заряда затвора, тока затвора и частоты следования импульсов. Для расчета значения бутстрепной емкости Cb в документации фирмы International Rectifier рекомендуются следующие формулы:

Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc — Vf — Vls),

It = (Ion + Ioff)*tw.

Ion и Ioff — токи включения и выключения затвора, tw = Qg/Ion — время коммутации,

Qg — заряд затвора, f — частота следования импульсов,

Vcc — напряжение питания,

Vf — прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса (VD1 на рис. 6),

Vls — прямое падение напряжения на оппозитном диоде (VD3 на рис. 6),

Igbs — ток затвора в статическом режиме.

При невозможности питания драйвера от бутстрепной емкости необходимо использовать «плавающий» источник питания.

Драйвер трехфазного моста

На рис. 7 приведена схема подключения драйвера трехфазного моста IR213* с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вход ITR. Напряжение срабатывания защиты — 500 мВ. Для измерения полного тока моста в эмиттерах установ-

Vrr Desat/ Foult СС Blank

lnPut VEE Gnd 3

Рис. 8. Структурная схема МС33153

Рис. 9. Защита по напряжению насыщения

лен резистор RSENSE, номинал которого вместе с делителем R2, R3 определяет ток защиты.

Драйвер IR2130 обеспечивает управление MOSFET и IGBT транзисторами при напряжении до 600 В, имеет защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений. Схема защиты содержит полевой транзистор с открытым стоком для индикации неисправности (FAULT). Он также имеет встроенный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать контрольные сигналы и сигналы обратной связи. Драйвер формирует время задержки (tdt — deadtime) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов. Это время составляет от 0,2 до 2 мкс для различных модификаций.

Для правильного использования указанной микросхемы и создания на ее основе надежных схем надо учитывать несколько нюансов.

Особенностью драйверов IR213* является отсутствие функции ограничения напряжения на затворе при КЗ. По этой причине постоянная времени цепочки R1C1, предназначенной для задержки включения защиты, не должна превышать 1 мкс. Разработчик должен знать, что отключение моста произойдет через 1 мкс после возникновения КЗ, в результате чего ток (особенно при активной нагрузке) может превысить расчетное значение. Для сброса защиты необходимо отключить питание драйвера или подать на входы нижнего уровня запирающее напряжение (высокого уровня). Отметим также, что среди микросхем данной серии имеется драйвер IR2137, в котором предусмотрена защита по напряжению насыщения верхних транзисторов и формируется необходимое время задержки срабатывания этой защиты. Такая защита очень важна для драйверов, управляющих трехфазными мостовыми схемами, так как при возникновении пробоя на корпус ток КЗ течет, минуя измерительный резистор RSENSE. В этой микросхеме предусмотрено раздельное подключение резисторов затвора для включения, отключения и аварийного выключения, что позволяет реализовать наиболее полно все динамические особенности транзисторов с изолированным затвором.

Ток включения/выключения для IR213* составляет 200/420 мА (120/250 мА для IR2136). Это необходимо учитывать при выборе си-

ловых транзисторов и резисторов затвора для них. В параметрах на транзистор указывается величина заряда затвора (обычно в нК), которая определяет при данном токе время включения/выключения транзистора. Длительность переходных процессов, связанных с переключением, должна быть меньше времени задержки tdt, формируемого драйвером. Применение мощных транзисторов может также привести к ложному открыванию и возникновению сквозного тока из-за эффекта Миллера. Уменьшение резистора затвора или использование резисторов затвора, раздельных для процессов включения и выключения, не всегда решает проблему вследствие недостаточного тока выключения самого драйвера. В этом случае необходимо использование буферных усилителей.

Преимуществом микросхем производства International Rectifier является то, что эти устройства способны выдерживать высокие перепады напряжения между входной и выходной частью. Для драйверов серии IR21** это напряжение составляет 500-600 В, что позволяет управлять транзисторами в полумостовых и мостовых схемах при питании от выпрямленного промышленного напряжения 220 В без гальванической развязки. Для управления транзисторами в схемах, рассчитанных на питание от выпрямленного напряжения 380 В, International Rectifier выпускает драйверы серии IR22**. Эти микросхемы работают при напряжении выходной части до 1200 В. Все драйверы International Rectifier выдерживают фронты наведенного напряжения до 50 В/нс. Этот параметр называется dv/dt immune. Он свидетельствует о высокой устойчивости к режиму защелкивания, который представляет исключительную опасность для импульсных высоковольтных схем.

Драйвер нижнего плеча

Для управления транзисторами нижнего плеча хорошую альтернативу представляют микросхемы, выпускаемые фирмой Motorola.

Рис. 13. Схема включения IR2171

Структурная схема одной из них — МС33153 приведена на рис. 8.

Особенностью данного драйвера является возможность использования двух способов защиты (по току и напряжению насыщения) и разделение режима перегрузки и режима короткого замыкания. Предусмотрена также возможность подачи отрицательного напряжения управления, что может быть очень полезно для управления мощными модулями с большими значениями заряда затвора. Отключение при падении напряжения управления — UVLO осуществляется на уровне 11В.

Вывод 1 (Current Sense Input) предназначен для подключения токового измерительного резистора. В микросхеме этот вывод является входом двух компараторов — с напряжением срабатывания 65 и 130 мВ. Таким образом, в драйвере анализируется состояние перегрузки и короткого замыкания. При перегрузке срабатывает первый компаратор (Overcurrent Comparator) и отключает сигнал управления затвором. Сброс защиты производится при подаче запирающего сигнала (высокого уровня, так как вход Input — инвертирующий). При этом сигнал неисправности на выход (Fault Output) не подается. Если ток превышает заданный в два раза, это расценивается как КЗ. При этом опрокидывается второй компаратор (Short Circuit Comparator), и на контрольном выходе появляется сигнал высокого уровня. По этому сигналу контроллер, управляющий работой схемы, должен произвести отключение всей схемы. Время повторного включения должно определяться, как было сказано выше, тепловой постоянной времени силовых транзисторов.

Вывод 8 (Desaturation Input) предназначен для реализации защиты по напряжению насыщения. Напряжение срабатывания по этому входу — 6,5 В. Этот же вход предназначен для подключения конденсатора Cblank, формирующего время задержки срабатывания защиты. Такая задержка необходима, поскольку после подачи отпирающего напряжения на затвор на транзисторе некоторое время, пока идет восстановление оппозитного диода, поддерживается высокое напряжение.

На рис. 9 и 10 показаны схемы подключения МС33153 с использованием защиты по напряжению насыщения и току коллектора. В обеих схемах использованы оптопары для развязки сигнала управления и сигнала

ошибки. В схеме на рис. 10 показан транзистор IGBT со специальным токовым выходом. Как правило, IGBT не имеют такого вывода, и измерительный резистор устанавливается непосредственно в силовую цепь эмиттера. При этом необходимо учесть, что этот резистор должен иметь минимальную паразитную индуктивность, а номинал его должен быть выбран с учетом необходимого тока срабатывания защиты. Иногда в качестве датчика тока целесообразно применить отрезок высокоомного провода, например манганинового или нихромового. Обратите внимание, что порог срабатывания схем защиты микросхем Motorola ниже, чем International Rectifier, что позволяет использовать меньшие измерительные резисторы и снизить потери мощности на них. Однако в этом случае предъявляются повышенные требования к помехозащищенности.

Драйвер с гальванической развязкой

Гальваническая развязка бывает необходима в схемах, где мощный силовой каскад питается от сетевого напряжения, а сигналы управления вырабатываются контроллером, связанным по шинам с различными периферийными устройствами. Изоляция силовой части и схемы управления в таких случаях снижает коммутационные помехи и позволяет в экстремальных случаях защитить низковольтные схемы.

На наш взгляд, одной из наиболее интересных микросхем для данного применения является HCPL316 производства фирмы Hewlett-Packard. Его структура приведена на рис. 11, а схема подключения — на рис. 12.

Сигнал управления и сигнал неисправности имеют оптическую развязку. Напряжение изоляции — до 1500 В. В драйвере предусмотрена защита только по напряжению насыщения (вывод 14 — DESAT). Интересной особенностью является наличие прямого и инверсного входа, что упрощает связь с различными типами контроллеров. Так же как и в случае с МС33153 микросхема может вырабатывать двуполярный выходной сигнал, причем пиковый выходной ток может достигать 3 А. Благодаря этому драйвер способен управлять IGBT транзисторами с током коллектора до 150 А, что является его большим преимуществом по сравнению с аналогичными устройствами.

В высоковольтных драйверах фирмы International Rectifier благодаря низкому потреб-

лению питание выходных каскадов может осуществляться с помощью так называемых «бутстрепных» емкостей небольших номиналов. Если такой возможности нет, необходимо использовать «плавающие» источники питания. В качестве таких источников дешевле всего применять многообмоточные трансформаторы с выпрямителем и стабилизатором на каждой обмотке. Естественно, если вы хотите иметь двуполярный выходной сигнал, то и каждый такой источник должен быть двуполярным. Однако более изящным решением является использование изолирующих DC-DC конверторов, например серии DCP01* производства Burr-Brown. Эти микросхемы рассчитаны на мощность до 1Вт и могут формировать двуполярный выходной сигнал из однополярного входного. Напряжение развязки — до 1 кВ. Изоляция осуществляется с помощью трансформаторного барьера на частоте 800 кГц. При использовании нескольких микросхем они могут синхронизироваться по частоте.

В силовых приводах часто бывает необходимо иметь сигнал, пропорциональный выходному току, для формирования обратных связей. Эта задача решается разными способами: с помощью трансформаторов тока, шунтов и дифференциальных усилителей и т. д. Все эти методы имеют свои недостатки. Для наиболее успешного решения задачи формирования токового сигнала и связи его с контроллером фирма International Rectifier разработала микросхемы — токовые сенсоры IR2171 и IR2172, в которых токовый сигнал преобразуется в ШИМ-сигнал. Схема включения IR2171 приведена на рис. 13. Микросхема выдерживает перепад напряжения до 600 В и питается от «бутстрепной» емкости. Несущая частота ШИМ — 35 кГц для IR2171 и 40 кГц для IR2172. Диапазон входных напряжений ±300 мВ. Выходное напряжение снимается с открытого коллектора, что позволяет легко подключить оптическую развязку.

Описать все микросхемы, выпускаемые сейчас в мире для использования в силовых приводах, вряд ли возможно. Однако даже приведенные сведения должны помочь разработчику сориентироваться в океане современной элементной базы. Главный вывод из всего сказанного можно сделать следующий: не пытайтесь сделать что-нибудь на дискретных элементах, пока не будете уверены в том, что никто не выпускает интегральную микросхему, решающую вашу задачу.

1. Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs and IGBTs. AN-944.

2. Application Characterization of IGBTs. INT990.

3. IGBT Characteristics. AN-983.

4. Short Circuit Protection. AN-984.

5. HV Floating MOS-Gate Driver Ics. AN-978.

6. Motorola MC33153 Technical Data.

7. Hewlett Packard HCPL316 Technical Data.

8. Burr Brown DCP011515 Technical Data.